JPH0368635B2 - - Google Patents
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- JPH0368635B2 JPH0368635B2 JP57016773A JP1677382A JPH0368635B2 JP H0368635 B2 JPH0368635 B2 JP H0368635B2 JP 57016773 A JP57016773 A JP 57016773A JP 1677382 A JP1677382 A JP 1677382A JP H0368635 B2 JPH0368635 B2 JP H0368635B2
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- Japan
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- transistor
- photocoupler
- final stage
- power
- output
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、トランジスタあるいはサイリスタか
ら成る最終段出力素子を用い可逆制御できるよう
にしたサーボモータ制御装置の保護回路に関す
る。
ら成る最終段出力素子を用い可逆制御できるよう
にしたサーボモータ制御装置の保護回路に関す
る。
従来、直流サーボモータなどを４個あるいは２
個のパワートランジスタなどで可逆制御できるよ
うにしたサーボモータ制御装置においては、モー
タ直流電源を、正逆両方のパワートランジスタが
同時にオンし短絡して破壊しないように、オペア
ンプあるいはゲートIC等を用いた電子回路で正
逆パワートランジスタへの制御信号をインターロ
ツクしている。
個のパワートランジスタなどで可逆制御できるよ
うにしたサーボモータ制御装置においては、モー
タ直流電源を、正逆両方のパワートランジスタが
同時にオンし短絡して破壊しないように、オペア
ンプあるいはゲートIC等を用いた電子回路で正
逆パワートランジスタへの制御信号をインターロ
ツクしている。
しかしながら、オペアンプあるいはゲートIC
などでの電子回路レベル、ロジツクレベルでのイ
ンターロツクは、種々の問題があつた。
などでの電子回路レベル、ロジツクレベルでのイ
ンターロツクは、種々の問題があつた。
例えば、電源投入時あるいは開放時の電子回路
直流電源の過渡的な立上り、立下りにより電子回
路が誤動作し、正逆両方の制御信号が発生し、モ
ータ直流電源を短絡して高価なパワートランジス
タ、およびその前段のトランジスタなどを破壊す
ることがあつた。
直流電源の過渡的な立上り、立下りにより電子回
路が誤動作し、正逆両方の制御信号が発生し、モ
ータ直流電源を短絡して高価なパワートランジス
タ、およびその前段のトランジスタなどを破壊す
ることがあつた。
このため、通常微小電流制御用リレー接点など
で、パワートランジスタへの信号が出ないよう
に、パワートランジスタを制御する前段のトラン
ジスタなどのベースをアースなどに接続するが、
リレー接点の接触不良や部品不良などで正逆同時
に出る場合があつた。また、オペアンプなどの電
子回路とモータ直流電源回路に接続されているパ
ワートランジスタドライブ回路とを絶縁するため
に、ホトカプラ等を用いているが、ホトカプラの
部品のバラツキにより、ホトカプラの出力波形伝
達遅れに起因して正逆同時に信号が出る場合もあ
つた。さらに、外部ノイズにより電子回路が誤動
作して正逆同時に信号が出ることもあり、これら
を防止するために、ノイズ吸収用コンデンサをパ
ワートランジスタのベース回路に接続することも
考えられるが、一般にPWM（パルス・ワイド・
モジユレーシヨン）制御方式は数ＫHzで制御する
ため、この方法を用いることはできなかつた。
で、パワートランジスタへの信号が出ないよう
に、パワートランジスタを制御する前段のトラン
ジスタなどのベースをアースなどに接続するが、
リレー接点の接触不良や部品不良などで正逆同時
に出る場合があつた。また、オペアンプなどの電
子回路とモータ直流電源回路に接続されているパ
ワートランジスタドライブ回路とを絶縁するため
に、ホトカプラ等を用いているが、ホトカプラの
部品のバラツキにより、ホトカプラの出力波形伝
達遅れに起因して正逆同時に信号が出る場合もあ
つた。さらに、外部ノイズにより電子回路が誤動
作して正逆同時に信号が出ることもあり、これら
を防止するために、ノイズ吸収用コンデンサをパ
ワートランジスタのベース回路に接続することも
考えられるが、一般にPWM（パルス・ワイド・
モジユレーシヨン）制御方式は数ＫHzで制御する
ため、この方法を用いることはできなかつた。
このように、従来一般に用いられているインタ
ーロツクは最終出力段のパワートランジスタでの
インターロツクでないため、確実な動作を期待す
ることはできなかつた。また従来、最終出力段で
のインターロツクはあるにはあつたが、非常に高
価であり、ごく一部にのみしか適用されていなか
つた。
ーロツクは最終出力段のパワートランジスタでの
インターロツクでないため、確実な動作を期待す
ることはできなかつた。また従来、最終出力段で
のインターロツクはあるにはあつたが、非常に高
価であり、ごく一部にのみしか適用されていなか
つた。
本発明は上記の点に鑑み、動作が確実でしかも
製作コストが安価なモータ制御装置の保護回路を
得ることを目的とする。
製作コストが安価なモータ制御装置の保護回路を
得ることを目的とする。
すなわち本発明は、モータに駆動電流を供給す
る正転用及び逆転用の最終段出力素子にそれぞれ
入力される正転用及び逆転用制御信号によつて制
御される正転制御信号検出用及び逆転制御信号検
出用のホトカプラをそれぞれ設け、このホトカプ
ラのターンオフ時間値を、最終段出力素子がトラ
ンジスタの場合にはストレージタイム値より、ま
た最終段出力素子がサイリスタの場合にはターン
オフ時間値より、大きい値に選定し、正転制御信
号検出用ホトカプラの出力により前記逆転用最終
段出力素子への前記逆転用制御信号の供給を遮断
する手段と、逆転制御信号検出用ホトカプラの出
力により前記正転用最終段出力素子への前記正転
用制御信号の供給を遮断する手段とを設け、かつ
前記正転用及び逆転用制御信号が同時に発生した
場合、正転用及び逆転用制御信号を共に遮断する
ようにしたものであり、最終段出力素子に入力さ
れる制御信号を検出して相対する制御信号を遮断
するようにし、最終段出力素子がトランジスタの
場合にはストレージタイム期間中、最終段出力素
子がサイリスタの場合にはターンオフ時間期間中
をも相対する制御信号を遮断するようにし、かつ
正転用及び逆転用制御信号が同時に発生した場
合、共に遮断するようにしたので、動作が極めて
確実であり、しかも回路構成が簡単で安価に製作
できる。
る正転用及び逆転用の最終段出力素子にそれぞれ
入力される正転用及び逆転用制御信号によつて制
御される正転制御信号検出用及び逆転制御信号検
出用のホトカプラをそれぞれ設け、このホトカプ
ラのターンオフ時間値を、最終段出力素子がトラ
ンジスタの場合にはストレージタイム値より、ま
た最終段出力素子がサイリスタの場合にはターン
オフ時間値より、大きい値に選定し、正転制御信
号検出用ホトカプラの出力により前記逆転用最終
段出力素子への前記逆転用制御信号の供給を遮断
する手段と、逆転制御信号検出用ホトカプラの出
力により前記正転用最終段出力素子への前記正転
用制御信号の供給を遮断する手段とを設け、かつ
前記正転用及び逆転用制御信号が同時に発生した
場合、正転用及び逆転用制御信号を共に遮断する
ようにしたものであり、最終段出力素子に入力さ
れる制御信号を検出して相対する制御信号を遮断
するようにし、最終段出力素子がトランジスタの
場合にはストレージタイム期間中、最終段出力素
子がサイリスタの場合にはターンオフ時間期間中
をも相対する制御信号を遮断するようにし、かつ
正転用及び逆転用制御信号が同時に発生した場
合、共に遮断するようにしたので、動作が極めて
確実であり、しかも回路構成が簡単で安価に製作
できる。
以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明す
る。第１図はモータ制御装置の最終出力段のパワ
ートランジスタ回路を示し、１はトランス、２は
整流器、C1はコンデンサ、R1は放電抵抗、３は
直流モータである。前記トランス１で降圧された
電圧は、整流器２で整流され、コンデンサC1で
平滑されて直流モータ３の直流電源となる。Q1
〜Q4はパワートランジスタで、例えばパワート
ランジスタQ1，Q2がオンすれば直流モータ３は
正回転し、パワートランジスタQ3，Q4がオンす
れば逆回転する。４ａ〜４ｄは前記パワートラン
ジスタQ1〜Q4のベースドライブ回路、L1はリア
クタ、５はサーマルリレー、６は電流検出用のホ
ール素子を用いた直流変流器、D1〜D4はフリー
ホイリングダイオードである。
る。第１図はモータ制御装置の最終出力段のパワ
ートランジスタ回路を示し、１はトランス、２は
整流器、C1はコンデンサ、R1は放電抵抗、３は
直流モータである。前記トランス１で降圧された
電圧は、整流器２で整流され、コンデンサC1で
平滑されて直流モータ３の直流電源となる。Q1
〜Q4はパワートランジスタで、例えばパワート
ランジスタQ1，Q2がオンすれば直流モータ３は
正回転し、パワートランジスタQ3，Q4がオンす
れば逆回転する。４ａ〜４ｄは前記パワートラン
ジスタQ1〜Q4のベースドライブ回路、L1はリア
クタ、５はサーマルリレー、６は電流検出用のホ
ール素子を用いた直流変流器、D1〜D4はフリー
ホイリングダイオードである。
前記ベースドライブ回路４ａ〜４ｄについて第
２図により説明する。トランス７の電圧は整流器
８で整流され、コンデンサC2で平滑される。ホ
トカプラの入力側ダイオード（図示せず）に電流
が流れて、出力側トランジスタQ5の出力がハイ
レベルになると、トランジスタQ6がオンし、こ
れによりトランジスタQ7がオフすると共に、ト
ランジスタQ8がオンして、抵抗R2及び端子９を
介してパワートランジスタQ1〜Q4のうち対応す
るパワートランジスタにベース電流が供給され、
このパワートランジスタがオンする。ダイオード
D5は、トランジスタQ6がオフのとき、トランジ
スタQ8がオンしないようにするためのものであ
る。抵抗R3、ダイオードD6、コンデンサC3、ダ
イオードD7〜D10は、トランジスタQ6がオフのと
き、トランジスタQ7がオンし、パワートランジ
スタのベース・エミツタ間にVF（0.7V）×４＝
2.8V程度の逆バイアスを与えるためのものであ
る。
２図により説明する。トランス７の電圧は整流器
８で整流され、コンデンサC2で平滑される。ホ
トカプラの入力側ダイオード（図示せず）に電流
が流れて、出力側トランジスタQ5の出力がハイ
レベルになると、トランジスタQ6がオンし、こ
れによりトランジスタQ7がオフすると共に、ト
ランジスタQ8がオンして、抵抗R2及び端子９を
介してパワートランジスタQ1〜Q4のうち対応す
るパワートランジスタにベース電流が供給され、
このパワートランジスタがオンする。ダイオード
D5は、トランジスタQ6がオフのとき、トランジ
スタQ8がオンしないようにするためのものであ
る。抵抗R3、ダイオードD6、コンデンサC3、ダ
イオードD7〜D10は、トランジスタQ6がオフのと
き、トランジスタQ7がオンし、パワートランジ
スタのベース・エミツタ間にVF（0.7V）×４＝
2.8V程度の逆バイアスを与えるためのものであ
る。
破線イで囲んだ部分は、本発明の特徴とする部
分であつて、従来のベースドライブ回路にはこの
部分が存在しなかつた。トランジスタQ8がオン
すると、抵抗R2に発生する電圧により、抵抗R4
を介してホトカプラの入力側ダイオードD11に電
流が流れる。D13は入力側ダイオードD11の逆電
圧保護ダイオードである。入力側ダイオードD11
の出力側は、インタロツクするパワートランジス
タのベース回路に接続されている。すなわちベー
スドライブ回路４ａの入力側ダイオードD11とベ
ースドライブ回路４ｄの出力側トランジスタQ11
とでベースドライブ回路４ａのインタロツクが、
ベースドライブ回路４ｂの入力側ダイオードD11
とベースドライブ回路４ｃの出力側トランジスタ
Q11とでベースドライブ回路４ｂのインタロツク
が、ベースドライブ回路４ｃの入力側ダイオード
D11とベースドライブ回路４ｂの出力側トランジ
スタQ11とでベースドライブ回路４ｃのインタロ
ツクが、ベースドライブ回路４ｄの入力側ダイオ
ードD11とベースドライブ回路４ａの出力側トラ
ンジスタQ11とでベースドライブ回路４ｄのイン
タロツクがそれぞれ構成されている。したがつ
て、ホトカプラの出力側トランジスタQ11の出力
レベルがハイレベルになれば、トランジスタQ12
がオンし、正転の場合は逆転の、逆転の場合は正
転のパワートランジスタのベース信号をカツトオ
フし、インタロツクすることができる。１０はパ
ワートランジスタのエミツタに接続される端子で
ある。D14は出力側トランジスタQ11の逆電圧保
護ダイオードである。パワートランジスタQ1〜
Q4のストレージタイム期間中のインターロツク
を第３図の要部の信号波形図に基づいて説明す
る。トランジスタQ5のドライブ用入力信号を立
ち下り、トランジスタQ5の出力信号が立ち下り、
インターロツク用ホトカプラのダイオードD11の
入力信号が立ち下つても、トランジスタQ1，Q2
にはコレクタ電流Icがストレージタイム期間中流
れる。しかし、このときホトカプラのトランジス
タQ11の出力信号がパワートランジスタQ1〜Q4の
ストレージタイム以上の遅れて立ち下がる。よつ
て逆転側のトランジスタQ5の誤入力信号が立ち
上がつても、まだトランジスタQ11によるインタ
ーロツク信号が出力されているので、パワートラ
ンジスタQ3，Q4のコレクタ電流Icはパワートラ
ンジスタQ1，Q2のコレクタ電流Icが切れてから
立ち上がる。したがつて、パワートランジスタ
Q1〜Q4の電源短絡は発生せず、モータ回路をパ
ワートランジスタQ1〜Q4のストレージタイム期
間中も確実に保護できる。
分であつて、従来のベースドライブ回路にはこの
部分が存在しなかつた。トランジスタQ8がオン
すると、抵抗R2に発生する電圧により、抵抗R4
を介してホトカプラの入力側ダイオードD11に電
流が流れる。D13は入力側ダイオードD11の逆電
圧保護ダイオードである。入力側ダイオードD11
の出力側は、インタロツクするパワートランジス
タのベース回路に接続されている。すなわちベー
スドライブ回路４ａの入力側ダイオードD11とベ
ースドライブ回路４ｄの出力側トランジスタQ11
とでベースドライブ回路４ａのインタロツクが、
ベースドライブ回路４ｂの入力側ダイオードD11
とベースドライブ回路４ｃの出力側トランジスタ
Q11とでベースドライブ回路４ｂのインタロツク
が、ベースドライブ回路４ｃの入力側ダイオード
D11とベースドライブ回路４ｂの出力側トランジ
スタQ11とでベースドライブ回路４ｃのインタロ
ツクが、ベースドライブ回路４ｄの入力側ダイオ
ードD11とベースドライブ回路４ａの出力側トラ
ンジスタQ11とでベースドライブ回路４ｄのイン
タロツクがそれぞれ構成されている。したがつ
て、ホトカプラの出力側トランジスタQ11の出力
レベルがハイレベルになれば、トランジスタQ12
がオンし、正転の場合は逆転の、逆転の場合は正
転のパワートランジスタのベース信号をカツトオ
フし、インタロツクすることができる。１０はパ
ワートランジスタのエミツタに接続される端子で
ある。D14は出力側トランジスタQ11の逆電圧保
護ダイオードである。パワートランジスタQ1〜
Q4のストレージタイム期間中のインターロツク
を第３図の要部の信号波形図に基づいて説明す
る。トランジスタQ5のドライブ用入力信号を立
ち下り、トランジスタQ5の出力信号が立ち下り、
インターロツク用ホトカプラのダイオードD11の
入力信号が立ち下つても、トランジスタQ1，Q2
にはコレクタ電流Icがストレージタイム期間中流
れる。しかし、このときホトカプラのトランジス
タQ11の出力信号がパワートランジスタQ1〜Q4の
ストレージタイム以上の遅れて立ち下がる。よつ
て逆転側のトランジスタQ5の誤入力信号が立ち
上がつても、まだトランジスタQ11によるインタ
ーロツク信号が出力されているので、パワートラ
ンジスタQ3，Q4のコレクタ電流Icはパワートラ
ンジスタQ1，Q2のコレクタ電流Icが切れてから
立ち上がる。したがつて、パワートランジスタ
Q1〜Q4の電源短絡は発生せず、モータ回路をパ
ワートランジスタQ1〜Q4のストレージタイム期
間中も確実に保護できる。
第４図について説明すると、第４図はホトカプ
ラのターンオフ時間の説明図を示し、ホトカプラ
の入力側ダイオード電流IFに対するホトカプラ出
力側トランジスタ電圧VCEの関係を示したもので
ある。また、ホトカプラのターンオフ時間は、ホ
トカプラの出力波形伝達遅れ時間のことである。
第４図のホトカプラターンオフ時間tOFFの値は最
終段出力素子がトランジスタの場合にはストレー
ジタイム値より、サイリスタの場合にはターンオ
フ時間値より大きい値に選定してある。このよう
に、入力側ダイオードD11と出力側トランジスタ
Q11とから成るホトカプラ及びトランジスタQ12
を用いて、パワートランジスタQ1，Q4及びQ2，
Q3のベースに入力される制御信号相互のインタ
ーロツクをとるようにし、ホトカプラのターンオ
フ時間値を、最終段出力素子がトランジスタの場
合にはストレージタイム値より、最終段出力素子
がサイリスタの場合にはターンオフ時間値より大
きい値に選定し、かつ正転用及び逆転用制御信号
が同時に発生した場合、共に遮断するようにした
ので、従来例で述べたような種々の要因に起因す
る正転制御信号と逆転制御信号との同時発生によ
るパワートランジスタQ1〜Q4等の破壊をストレ
ージタイム期間中、ターンオフ時間期間中をも含
めて確実に防止できると共に、回路構成が簡単で
安価に製作できる。またPWM方式により制御す
る場合、従来の如く出力波形伝達遅れの小さい高
価な高速ホトカプラを用いる必要がない。すなわ
ち、第３図にて説明したように、ホトカプラの出
力波形伝達遅れを利用して、パワートランジスタ
Q1〜Q4のストレージタイム期間中保護しており、
ホトカプラの出力波形伝達遅れが大きくても問題
はないからである。また産業用ロボツトなどに用
いられているサーボモータは、頻繁に正逆回転が
行なわれるが、このような場合にもパワートラン
ジスタQ1〜Q4のストレージタイム期間中インタ
ーロツクがかかつているので、ストレージタイム
期間中に反対側のパワートランジスタQ1〜Q4が
導通することがなく、パワートランジスタQ1〜
Q4の電源を上下のパワートランジスタQ1〜Q4で
シヨートすることが防止され、確実にパワートラ
ンジスタQ1〜Q4の破壊を防止できるので、稼動
率が向上し、生産性の向上に寄与するところ大で
ある。
ラのターンオフ時間の説明図を示し、ホトカプラ
の入力側ダイオード電流IFに対するホトカプラ出
力側トランジスタ電圧VCEの関係を示したもので
ある。また、ホトカプラのターンオフ時間は、ホ
トカプラの出力波形伝達遅れ時間のことである。
第４図のホトカプラターンオフ時間tOFFの値は最
終段出力素子がトランジスタの場合にはストレー
ジタイム値より、サイリスタの場合にはターンオ
フ時間値より大きい値に選定してある。このよう
に、入力側ダイオードD11と出力側トランジスタ
Q11とから成るホトカプラ及びトランジスタQ12
を用いて、パワートランジスタQ1，Q4及びQ2，
Q3のベースに入力される制御信号相互のインタ
ーロツクをとるようにし、ホトカプラのターンオ
フ時間値を、最終段出力素子がトランジスタの場
合にはストレージタイム値より、最終段出力素子
がサイリスタの場合にはターンオフ時間値より大
きい値に選定し、かつ正転用及び逆転用制御信号
が同時に発生した場合、共に遮断するようにした
ので、従来例で述べたような種々の要因に起因す
る正転制御信号と逆転制御信号との同時発生によ
るパワートランジスタQ1〜Q4等の破壊をストレ
ージタイム期間中、ターンオフ時間期間中をも含
めて確実に防止できると共に、回路構成が簡単で
安価に製作できる。またPWM方式により制御す
る場合、従来の如く出力波形伝達遅れの小さい高
価な高速ホトカプラを用いる必要がない。すなわ
ち、第３図にて説明したように、ホトカプラの出
力波形伝達遅れを利用して、パワートランジスタ
Q1〜Q4のストレージタイム期間中保護しており、
ホトカプラの出力波形伝達遅れが大きくても問題
はないからである。また産業用ロボツトなどに用
いられているサーボモータは、頻繁に正逆回転が
行なわれるが、このような場合にもパワートラン
ジスタQ1〜Q4のストレージタイム期間中インタ
ーロツクがかかつているので、ストレージタイム
期間中に反対側のパワートランジスタQ1〜Q4が
導通することがなく、パワートランジスタQ1〜
Q4の電源を上下のパワートランジスタQ1〜Q4で
シヨートすることが防止され、確実にパワートラ
ンジスタQ1〜Q4の破壊を防止できるので、稼動
率が向上し、生産性の向上に寄与するところ大で
ある。
なお上記実施例においては、ホトカプラの出力
側トランジスタQ11のコレクタを電源ラインに接
続した例について説明したが、このコレクタは端
子９に接続してもよい。またトランジスタQ12と
してPNPトランジスタを用い、そのベースを出
力側トランジスタQ11のコレクタに接続してもよ
い。またトランジスタQ12として、パワートラン
ジスタQ1〜Q4が大容量の場合には、波形伝達遅
れの小さい、ダーリントントランジスタを用いて
もよい。
側トランジスタQ11のコレクタを電源ラインに接
続した例について説明したが、このコレクタは端
子９に接続してもよい。またトランジスタQ12と
してPNPトランジスタを用い、そのベースを出
力側トランジスタQ11のコレクタに接続してもよ
い。またトランジスタQ12として、パワートラン
ジスタQ1〜Q4が大容量の場合には、波形伝達遅
れの小さい、ダーリントントランジスタを用いて
もよい。
また上記実施例においては、最終段出力素子と
して４個のパワートランジスタQ1〜Q4を用いた
例について説明したが、本発明は、パワートラン
ジスタが２個の場合にも、また最終段出力素子が
サイリスタであつても適用できる。
して４個のパワートランジスタQ1〜Q4を用いた
例について説明したが、本発明は、パワートラン
ジスタが２個の場合にも、また最終段出力素子が
サイリスタであつても適用できる。
また上記実施例においては、直流モータ３を制
御する例について説明したが、本発明は、交流モ
ータや三相モータ等を制御するモータ制御装置に
も適用できる。
御する例について説明したが、本発明は、交流モ
ータや三相モータ等を制御するモータ制御装置に
も適用できる。
以上説明したように、本発明にかかるモータ制
御装置の保護回路によれば、最終段でインターロ
ツクをとるようにしたので、最終段出力素子等の
破壊を確実に阻止し得、しかも回路構成が簡単で
安価に製作し得る。さらに、最終段出力素子、た
とえばパワートランジスタのストレージタイム期
間中も、ドライブ用出力信号が立ち下つてもすぐ
に反対側のパワートランジスタが導通しないよう
に、ホトカプラの出力波形伝達遅れ時間でインタ
ロツクし、ストレージタイム期間中までを含めて
インタロツクを保証したので、大電力モータ制御
回路などでは極めて安価で確実にインタロツクを
実現でき有用である。
御装置の保護回路によれば、最終段でインターロ
ツクをとるようにしたので、最終段出力素子等の
破壊を確実に阻止し得、しかも回路構成が簡単で
安価に製作し得る。さらに、最終段出力素子、た
とえばパワートランジスタのストレージタイム期
間中も、ドライブ用出力信号が立ち下つてもすぐ
に反対側のパワートランジスタが導通しないよう
に、ホトカプラの出力波形伝達遅れ時間でインタ
ロツクし、ストレージタイム期間中までを含めて
インタロツクを保証したので、大電力モータ制御
回路などでは極めて安価で確実にインタロツクを
実現でき有用である。
ひいては、周囲温度変動があつて、最終段出力
制御素子のストレージタイム、ターンオフ時間が
変動しても、例えば大きくなつた場合、ホトカプ
ラのターンオフ時間もそれに応じて変化し、大き
くなるので、補正することができる。
制御素子のストレージタイム、ターンオフ時間が
変動しても、例えば大きくなつた場合、ホトカプ
ラのターンオフ時間もそれに応じて変化し、大き
くなるので、補正することができる。
図面は本発明の実施例を示し、第１図はモータ
制御装置の最終出力段のパワートランジスタ回路
の回路図、第２図はベースドライブ回路の回路
図、第３図は回路要部の信号波形図、第４図はホ
トカプラターンオフ時間の説明図である。 ３……直流モータ（モータ）、Q1，Q2……パワ
ートランジスタ（正転用最終段出力素子）、Q3，
Q4……パワートランジスタ（逆転用最終段出力
素子）、D11……制御信号検出用ホトカプラの入
力側ダイオード、Q11……制御信号検出用ホトカ
プラの出力側トランジスタ、Q12……トランジス
タ。
制御装置の最終出力段のパワートランジスタ回路
の回路図、第２図はベースドライブ回路の回路
図、第３図は回路要部の信号波形図、第４図はホ
トカプラターンオフ時間の説明図である。 ３……直流モータ（モータ）、Q1，Q2……パワ
ートランジスタ（正転用最終段出力素子）、Q3，
Q4……パワートランジスタ（逆転用最終段出力
素子）、D11……制御信号検出用ホトカプラの入
力側ダイオード、Q11……制御信号検出用ホトカ
プラの出力側トランジスタ、Q12……トランジス
タ。
Claims (1)
- １ モータに駆動電流を供給する正転用及び逆転
用の最終段出力素子にそれぞれ入力される正転用
及び逆転用制御信号によつて制御される正転制御
信号検出用及び逆転制御信号検出用のホトカプラ
をそれぞれ設け、前記ホトカプラのターンオフ時
間値を、最終段出力素子がトランジスタの場合に
はストレージタイム値より、また最終段出力素子
がサイリスタの場合にはターンオフ時間値より、
大きい値に選定し、前記正転制御信号検出用ホト
カプラの出力により前記逆転用最終段出力素子へ
の前記逆転用制御信号の供給を遮断する手段と、
前記逆転制御信号検出用ホトカプラの出力により
前記正転用最終段出力素子への前記正転用制御信
号の供給を遮断する手段とを設け、かつ前記正転
用及び逆転用制御信号が同時に発生した場合に正
転用及び逆転用制御信号を共に遮断するようにし
たモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57016773A JPS58136275A (ja) | 1982-02-03 | 1982-02-03 | モ−タ制御装置の保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57016773A JPS58136275A (ja) | 1982-02-03 | 1982-02-03 | モ−タ制御装置の保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58136275A JPS58136275A (ja) | 1983-08-13 |
| JPH0368635B2 true JPH0368635B2 (ja) | 1991-10-29 |
Family
ID=11925523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57016773A Granted JPS58136275A (ja) | 1982-02-03 | 1982-02-03 | モ−タ制御装置の保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58136275A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007160353A (ja) * | 2005-12-14 | 2007-06-28 | Comco Corp | 多重管のかしめ固定装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53121120A (en) * | 1977-03-30 | 1978-10-23 | Teac Corp | Circuit for controlling dc motor |
-
1982
- 1982-02-03 JP JP57016773A patent/JPS58136275A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58136275A (ja) | 1983-08-13 |
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