JPH037069A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、交流電動機等に可変電圧可変周波数の交流電
力を供給する電力変換装置に関する。

（従来の技術） 大容量の交流電動機（誘導電動機、同期電動機あるいは
りニアモータ等）に可変電圧可変周波数の交流電力を供
給する電力変換装置として、ＧＴ○（ゲートターンオフ
サイリスタ）等の自己消弧素子を用いた電圧形パルス幅
変調制御インバータ　（ＰＷＭインバータと称す）が実
用に供するようになってきた。

第９図は、出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御イ
ンバータ（以後多重ＰＷＭインバータと称す）と出力ト
ランスなしのパルス幅変調制御インバータ（以後直結Ｐ
ＷＭインバータと称す）とを組合せた電力変換装置を示
す。

図中、ｃｄは直流電圧源となる直流平滑コンデンサ、Ｉ
ＮＶ−１は第１のインバータ、ＴＲは出力トランス、Ｉ
ＮＶ−２は第２のインバータ、ＬＯＡＤは負荷装置、Ｃ
ＴＬは電流検出器、ＣＬは比較器、Ｇ（Ｓ）は電流制御
補償回路、Ｒ，は比例増幅器、ＳＷ工、ＳＷ２はスイッ
チ回路、ＰＷＭ、。

ＰＷＭ、はパルス幅変調制御回路、　ＳＷＣはスイッチ
制御回路である。

第１及び第２のインバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２は直
流電圧を可変電圧可変周波数の交流に変換するパルス幅
変調制御インバータで、単相出力の場合を示す。第１の
インバータＩＮＶ−１は、出力トランスＴＲを介して、
出力電圧ＶＬ□を発生させる。又、第２のインバータＩ
ＮＶ−２は、直接、出力電圧ＶＬａを発生させる。負荷
装置ＬＯＡＤには、Ｖ、＝ＶＬ工＋ＶＬｚの電圧が印加
され、　当該電圧ｖＬを調整することにより、負荷電流
工しを制御している。

出力周波数１０が零の場合、　トランスＴＲがらは電圧
ＶＬ□を発生させることができないので、第２のインバ
ータＩＮＶ−２によって、負荷電流ｒＬを制御し、ｆｏ
がある程度大きくなったところで。

第１のインバータＩＮＶ−１によって負荷電流工。

を制御する。

以下、その制御動作を簡単に説明する。

出力トランスが動作できる最小の周波数をｆ　ａ＋ｉｎ
とし、　出力周波数ｆ。がｆ　ａ＋ｉゎより低い場合は
、　スイッチ制御回路ｓｗｃにより、　スイッチＳＷ工
及びＳＷ２をａ側に投入させる。

すると第１のインバータＩＮＶ−１のパルス幅変調制御
回路ＰＷＭ工の入力信号Ｖ工は零に設定され、第２のイ
ンバータＩＮＶ−２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ、の
入力信号ｖ：は、電流制御補償回路Ｇ　（Ｓ）から与え
られるようになる６まず、電流検出１ｍ　ＣＴ　Ｌによ
り、負荷電流ＩＬを検出し、比較器ＣＬに入力する。比
較器ｃＬにより。

上記電流検出値工、とその電流指令値ＩＬを比較し、当
該偏差εＬ”Ｉ：　　ＩＬを次の電流制御補償回路Ｇ　
（Ｓ）により増幅する。Ｇ（Ｓ）の出力信号は、スイッ
チ回路ＳＷ２を介してパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２に
入力される。　第２のインバータＩＮＶ−２は、当該Ｐ
ＷＭ、の入力信号Ｖ、に比例した電圧ＶＬｔを発生させ
る。

Ｉ　Ｌ）　Ｉ　Ｌどなった場合、偏差εＬは正の値とな
り、■２すなわち、第２のインバータＩＮＶ−２の出力
電圧ＶＬ２を増加させ、負荷電流工りを増やして、　Ｉ
ｔ’＝ＩＬになるように制御する。逆に、１ｉ、＜ＩＬ
となった場合、偏差εＬは負の値となり、ＶＬｚを減少
させてＩＬを減らす、　やはり、　Ｉｔ’ＦＩＬとなる
ように制御される。

この間、第１のインバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖ工は
、　　ＰＷＭｉの入力信号Ｖ□；０に比例した電圧、す
なわち、零電圧となるように制御され、出力トランスＴ
Ｒの２次電圧ｖＬ□も零となっている。

出力周波数１０が前記最小周波数ｆ　ｗｉｎより高くな
った場合、スイッチ制御回路ＳＷＣによりスイッチＳＷ
工、ＳＷ、はｂ側に投入される。

今度は、電流制御補償回路Ｇ（Ｓ）の出力信号は第１の
インバータのパルス幅変調制御回路ＰＷＭ工に入力され
、　第２のインバータのパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２
には、Ｖ２＝ＩＬ・ＲＬの信号が入力される。　ここで
、ＲＬは、負荷装置ＬＯＡＤの抵抗分に相当するもので
、ＩＬ−ＲＬは抵抗による電圧降下分となる。すなわち
ｆ＝＞ｆ−１ｎでは、第２のインバータＩＮＶ−２は、
出力周波数ｆ、に関係なく、　負荷の抵抗分により電圧
降下分を負担することになる。又、負荷電施工、は第１
のインバータＩＮＶ−１によって制御されることになる
。

第１０図は、第９図の装置の出力周波数ｆ０に対する負
荷端子電圧ｖＬ及び、第１及び第２のインバータのパル
ス幅変調制御回路ＰＷＭ、、ＰＷＭ。

の入力信号Ｖ工、ｖ２の関係を示す。

負荷電施工りを一定とした場合、負荷端子電圧ＶＬは、
出力周波数ｆ、によって次のように表わされる。

ｖＬ＝＝ｖｃ＋工、・ＲＬ＋ｊ　ε、ＬＬＩＬ　　　　
−■ｖｃ：負荷の逆起電力（電動機の場合）ＲＬ：負荷
の抵抗 ＬＬ：負荷のインダクタンス Ｅｏ：２πｆ０ 第１０図（ａ）の破線は、負荷の抵抗ＲＬによる電圧降
下分を示す。

第１Ｏ図（ｂ）の破線は第１のインバータＩＮＶ−１の
パルス幅変調制御回路ＰＷＭ□の入力信号Ｖ工を表わす
。ｆ０≦ｆ　ｍｉｎまでは、　Ｖ　□＝　Ｏとなり、ｆ
。

＞　ｆ　、ｉｎの領域では、　ｖｌはｆ。に比例した電
圧となる。又、第　図（ｂ）の実線は、第２のインバー
タＩＮＶ−２のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ２の入力信
号ｖ２を表わす。ｆ０≦ｊ’　ｆｆ１ｉｎまでは、（１
）式の電圧Ｖ、を出すように制御され、　ｆｏ〉ｆＩｌ
ｌよ。の領域では、ｖ２＝ＩＬ−ＲＬ＝一定となる。た
だし、ｒ、＝一定の場合。

このように、第　図の装置では、第２のインバータＩＮ
Ｖ−２は、出力トランスＴＲが動作できる最小の周波数
ｆｗｉｎまで、必要とされる電圧ｖＬが発生させられれ
ばよく、第１のインバータＩＮＶ−１に比較すると、容
量がｔＪｚさいもので済む。

また、第１のインバータＩＮＶ−１は出力トランスＴＲ
を介して電圧ｖＬ１を発生させているので、当該インバ
ータの直列多重運転あるいは並列多重運転等を容易に行
うことができ、容量を増加させることが容易となる。従
って大容量の交流電動機を駆動する電力変換装置として
便利である。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来の電力変換装置は次のような問題点がある。

すなわち、出力周波数１０が高くなり、第１のインバー
タＩＮＶ−１によって負荷電流ＩＬを制御しようとした
場合、次のような不都合が発生する。

通常、出力トランスＴＲの２次電圧ＶＬｘは、第１のイ
ンバータＩＮＶ−１の出力電圧に比例した電圧となる。

　しかし、例えば、電流検出器ＣＴＬのドリフト等によ
って負荷電施工りに直流分が含まれた場合、あるいは、
インバータＩＮＶ−１を構成する自己消弧素子のスイッ
チング特性のバラツキ等により、出力電圧に若干の直流
分が含まれた場合、等の原因によりトランスＴＲは徐々
に直流偏磁され、やがては、鉄心を片側方向に飽和させ
てしまう、この結果、トランスＴＲの２次電圧ｖＬ□が
低下し、負荷電施工、は指令値ＩＬより小さくなる。故
にインバータＩＮＶ−１は、さらに出力電圧Ｖ工を高く
し、鉄心をますます飽和させる方向に動作する。従って
トランスＴＲの１次電流工、が急増し、過電流となって
インバータｒＮＶ−１の素子を破壊させることにもなる
。出力トランスの偏磁が発生しないように鉄心断面積を
大きくし、エアギャップを設ける方法も考えられるが。

その場合、出力トランスの重量１寸法が増大し。

不経済なシステムとなる。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、出力
トランスの偏磁をなくし、負荷電流を正確に制御できる
ようにした電力変換装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、交流負荷に対
し、出力トランスを持つ多重パルス幅変調制御インバー
タ　（多重ＰＷＭインバータと称す）の出力電圧と、出
力トランスなしのパルス幅変調制御インバータ　（直結
ＰＷＭインバータと称す）の出力電圧の和を供給する電
力変換装置において、前記多重ＰＷＭを構成する１台又
は複数台のＰＷＭインバータは当該インバータに接続さ
れた各々の出力トランスの１次電流あるいは励磁電流を
制御する手段を具備し、また、前記直結ＰＷＭインバー
タは前記交流負荷に供給される電流を制御する手段を具
備している。

（作用） 直結ＰＷＭインバータは、出力周波数１０に関係なく、
負荷に供給する電流を制御する。

また、多重ＰＷＭインバータは１台又は複数台のＰＷＭ
インバータで構成され、その各々のインバータは各出力
トランスの１次電流あるいは励磁電流を制御する。当該
トランスの１次電流の指令値は、上記負荷電流制御の指
令値とトランスの励磁電流の指令値の和によって与えら
れる。当該励磁電流の指令値として、その実効値がほぼ
一定になるように与えた場合、各出力トランスの出力電
圧は出力周波数にほぼ比例して増減する。当該各トラン
スの出力電圧と直結インバータの出力電圧の和が交流負
荷に印加され、当該直結インバータの出力電圧を調整す
ることにより負荷電流が制御される。結果的に、多重Ｐ
ＷＭインバータは出力周波数に比例した電圧すなわち、
電動機負荷の場合、逆起電力（速度起電力）とインダク
タンスによる電圧降下分を負担し、直結インバータは残
りの必要な電圧すなわち、負荷の抵抗による電圧降下分
と負荷電流制御に伴なう過渡的な電圧を負担することに
なる。容量的には、直結インバータのほうが、多重ＰＷ
Ｍインバータより、かなり小さなもので済む。

トランスの励磁電流をほぼ一定に制御した場合、トラン
スの出力電圧は出力周波数に比例して増減し、周波数が
低くなっても鉄心が飽和することはない。また、多重Ｐ
ＷＭインバータを構成する自己消弧素子のスイッチング
特性のバラツキ等により出力電圧に直流分が含まれ、出
力トランスの直流偏磁の原因が発生した場合でも、各ト
ランスの励磁電流をインバータによって制御しているた
め、上記直流電圧分を自動的に補償し、各トランスは常
に偏磁のない状態で運転される。従って、トランスの１
次電流も過大となることはなく、トランスの偏磁によっ
て素子が破壊することもなくなる。

（実施例） 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す構成
図である。

図中、ｖｄは直流電圧源、　ＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４は
多重ＰＷＭインバータ、ＩＮＶ−５は直結ＰＷＭインバ
ータ、ＴＲ工〜ＴＲ４は出力トランス、ＬＯＡＤは交流
負荷（Ｕ相）である。変換装置は出力１相分だけ表わし
ているが、Ｖ相及びＷ相も同様に構成される。

また第２図において、　八〇〜Ａ、は加算器、Ｃ工〜Ｃ
６は比較器、Ｇ工〜Ｇ４及びＧＬは電流制御補償回路、
ＫＮは演算増幅器、　　ＰＷＭ工〜ＰＷＭＳはパルス幅
変調制御回路、ＴＲＧは搬送波（三角波）発生器を各々
表わす、なお、第１図でＣＴ工〜ＣＴ５は電流検出器を
表わす。

第３図は第１図のＰＷＭインバータＩＮＶ−１の具体的
な構成を示すものでＩＮＶ−１は自己消弧素子５ＬＬ−
８１４と、フリーホイーリングダイオードＤ工、〜Ｄ１
．で構成されている。

第４図は第３図のインバータのＰＷＭ制御動作を説明す
るためのタイムチャート図である。

Ｘ、、ＹｌはＰＷＭ制御の搬送波信号で、　ＹｌはＸ工
の反転値（あるいは位相が１８０°ずれた信号）となっ
ている、制御入力信号ｅ１とＸ工を比較し。

インバータＩＮＶ−１の素子Ｓ□、とＳ８２のゲート信
号ｇ工を作っている。すなわち、 ｅ□≧Ｘ、のときｇ４＝１でＳｘｘニオ’／１ｓ１２：
オフｅ　ｘ　＜　Ｘ　ｉｇ　ｘ　＝　ＯでＳ１□：オフ
＋ＳＬｍ：オンとなる。又、θ１とＹ２を比較し、素子
Ｓ１□とＳ工。

のゲート信号ｇ□を作っている。すなわち、ｅ工≧Ｙ工
のときｇ□＝１でＳ工、：オフｔｓＬ４：オンｅ　、　
＜　Ｙのときｇ０＝０でＳｏ、：オン＃Ｓ１４：オフと
なる。

インバータＩＮＶ−１の出力電圧■１はトランスＴＲ工
の１次／２次巻数比を１とした場合、Ｓ工、とＳＬ４が
オンのとき　Ｖ工＝十ｖｄＳ８２とＳよ、がオンのとき
　Ｖ□＝−ｖｄその他のモードのとき　　Ｖ工＝０ となり、第　図の最下段の波形が得られる。その平均値
Ｖ□（破線で示す）は前述の制御入力信号ｅユに比例し
た値となる。

このように、インバータＩＮＶ−１の出力電圧ｖｉは、
　ＰＷＭ制御の搬送波周波数の２倍の周波数で制御され
ることになる。

他の３台のＰＷＭインバータＩＮＶ−２〜ＩＮＶ−４も
同様に制御されるか、各々の搬送波信号Ｘ２〜Ｘ、は、
電気角で４５°ずっ位相をずらしたものが用いられる（
　Ｙ　２〜Ｙ４は各々ｘ２〜ｘ４の反転値となる）。こ
の結果、出力トランスＴＲ１〜ＴＲ４を介して発生する
電圧の和Ｖ、　＋　Ｖ、　＋　Ｖ、　＋ｖ４は多重化さ
れた電圧となり、　ＰＷＭ制御の搬送波周波数ｆｃに対
し、　８・ｆｃで制御された電圧波形となる。従って、
出力電圧Ｖ工＋Ｖ２＋　Ｖ、　十ｖ４には、　ＰＷＭ制
御に伴なう低次の高調波成分は打ち消され、高次の高調
波だけが表われる。この高次の高調波成分は、リアクト
ル等のフィルタで容易に除去することが可能である。

一方、直結インバータＩＮＶ−５は第５図のような構成
となっている、３相グレーツ結線のＵ相分を示すもので
、自己消弧素子Ｓ、□、Ｓ、２とフリーホイーリングダ
イオードＤＳ□、Ｄ、２で構成されている。負荷の中性
線は、直流電圧ｖｄの中間線に接続される。

第６図はインバータＩＮＶ−５のＰＷＭ制御動作を説明
するためのタイムチャート図である。搬送波信号Ｘ、と
制御入力信号ｅ、を比較し、上記素子Ｓ　ｓｘとＳｓ□
のゲート信号ｇ、を作っている。すなわち ｅ、≧Ｘ、のときｇ、＝１でＳＨｌ：オン、Ｓ、：オフ
ｅ　ｓ　＜　Ｘ　ｓのときｇｓ＝−１でＳ５１：オフ＋
Ｓｓｘ：オンとなる。

インバータＩＮＶ−５の出力電圧Ｖ、はｓｓｈが、オン
（７）と！　　Ｖ、＝＋　（Ｖｄ／２）Ｓ　ｓａ　　　
　　　　　Ｖｓ　＝　　（Ｖｄ／　２　）となる、その
平均値Ｖ、は制御入力信号ｅ５に比例した値となる。こ
のように直結インバータＩＮＶ−５の出力電圧Ｖ５は、
　ＰＷＭ制御の搬送波周波数で制御されることになる。

以下、第１図乃至第６図を参照しながら本発明装置の制
御動作を説明する。

負荷電流ｒｕは直結インバータＩＮＶ−５によって制御
される。

すなわち、電流検出器ＣＴ、によって負荷電流Ｉυを検
出し比較器Ｃ６に入力する。比較器Ｃ１では負荷電流指
令値■υと上記検出値工υを比較し。

その偏差Ｃυ＝Ｉｕ−Ｉｕを求める。当該偏差Ｅυは次
の電流制御補償回路ＧＬにより増幅され、加算器Ａ６　
を介して直結インバータＩＮＶ−５のパルス幅変調制御
回路ＰＷＭ、に入力信号ｅ、を与える。

直結インバータＩＮＶ−５は、　当該入力信号ｅ。

に比例した電圧Ｖ６　を発生することは前述の通りであ
る。

ＩＵ〉工υの場合、偏差εＵは正の値となり、直結イン
バータＩＮＶ−５の出力電圧Ｖ、を増加させ、負荷電流
工υを増やし■υ″：ＩＩＪとなるように制御される。

逆にＩＵ＜ＩＵとなった場合、偏差Ｅυは負の値となり
、出力電圧Ｖ、を減らし、負荷電流Ｉυを減少させる。

故に、やはり工υ弁ＩＵとなって落ち着く、電流指令値
ＩＵを正弦波状に変化させれば、実電流工υもそれに追
従して正弦波に制御される。

直結インバータＩＮＶ−５は基本的に負荷の抵抗ＲＬに
よる電圧降下分の電圧ＲＬ−Ｉυを発生させる。故に、
加算器Ａ１には、電流指令値Ｉυに負荷抵抗ＲＬを乗じ
た信号が加えられる。ＰＷＭ、の入力信号ｅ、は次式で
表わされる。

ｅ、＝ＲＬ−ＩＵ＋εｇ・ＧＬ　　　　　　　　　　−
■すなわち、直結インバータＩＮＶ−５は、負荷抵抗に
よる電圧降下分を常に発生し、それに加えて、電流偏差
Ｅυに応じた電圧を発生して負荷電流を制御している。

抵抗分による電圧降下は出力周波数ｆ。に依存しないの
で、ｆ、＝ｏのとき、出力トランスを持つ多重インバー
タＩＮＶ−１〜工ＮＶ−４からは電圧を発生できず、直
結インバータから供給することが必要となる。

多重ＰＷＭインバータＩＮＶ−１〜Ｉ　ＮＶ−４は、出
力周波数１０に比例した電圧を発生させる。

すなわち、電動機負荷の場合、逆起電力ＶＣυの電圧と
負荷側のインダクタンスＬＬによる電圧降下分ｊωＬ、
−ｒｕの和を供給する。

第２図において、逆起電力補償値ＶＣυと負荷電流指令
値ＩＬＩによって求めた補償信号Ｖ。υ＋ｊωＬＬ・工
υを演算増幅器ＫＮ及び加算器Ａ２を介してインバータ
Ｉ　ＮＶ−１のＰＷＭ制御回路ＰＷＭ１の入力信号ｅ１
を与える。同様に、ＰＷＭ、〜ＰＷＭ、の入力信号ｅ２
〜ｅ４も与えられる。説明の便宜上、仮に、他の信号を
零として考えると、ｅ□＝ｅ２＝ｅ、＝ａ鴫 ”　（Ｖｃｕ＋ｊωＬＬ−Ｉｕ）／ｎ　　　　　＋＋＋
■ω＝　２　π　自　ｆａ＋ｎ＝４ となる。ｎは多重インバータを構成するインバータの段
数で、この場合は４段となる。

この結果、多重インバータの出力電圧ｖ１＋Ｖ２＋ｖ３
＋ｖ４は上記入力信号ｅ１〜ｅ４の和に比例した電圧と
なり、Ｖｃｕ＋ｊωＬＬＩｕに比例した電圧を発生する
ようになる。逆起電力ｖｃυは出力周波数ｆ０に比例し
た値となり、また第２項ｊωＬＬ工υもｆ、に比例して
いる。従って多重インバータの出力電圧Ｖｉ＋ｖ、＋ｖ
、＋ｖ４は出力周波数１０に比例した値となり、出力ト
ランスＴＲ工〜ＴＲ４の励磁電流工。υ１〜Ｉ　ＯＵ４
の実効値は、はぼ一定値となる。

しかし、実際には、制御回路のドリフトや素子のスイッ
チング特性のアンバランス等により、若干の直流バイア
ス等が出力トランスに印加される可能性がある。直流電
圧のバイアスがトランスに印加された場合、徐々にトラ
ンスが偏磁し、最終的に鉄心が飽和して過大な励磁電流
がトランスに流れるようになり、トランスを焼損するだ
けでなく、インバータを構成する素子が過電流によって
破壊することもある。

そこで、本発明装置では、多重ＰＷＭインバータを構成
する４台のインバータＩＮＶ−１−ＩＮＶ−４は各々の
出力トランスの１次電流工υ、〜ＩＬＩ４を制御してい
る。インバータエＮＶ−１について当該１次電流工Ｕ工
の制御動作を説明すると、次のようになる。

まず、電流検出器ＣＴ工によりトランスＴＲ工の１次電
流工υ、を検出し、比較器Ｃ□に入力する。

比較器Ｃ工では、　１次電流指令値ＩＵｚと上記電流検
出値工υ、を比較し、偏差ε１＝Ｉ：ｘ　　Ｉｕ、を求
める。当該偏差ε、は次の電流制御補償回路Ｇ１によっ
て増幅され、加算器Ａ２を介して、　　ＰＷＭ制御回路
ＰＷＭ１に入力信号ｅ１を与える。故に■式のｅ工は次
式のように書き換えられる。

８ｔ＝（Ｖｃｕ＋ｊ　　ωＬｔ、・Ｉｕ）／４＋　ε□
・Ｇ１　　＋＋＋　　（ａ）上記１次電流の指令値Ｉｕ
工は負荷電流の指令値■υとトランスＴＲユの励磁電流
工０υ、の指令値工。υ１の和で与えられる。４台のト
ランスの容量。

定格が同一とすると、ｒｏｕ、＝　Ｉ　０１Ｊｚ　＝　
Ｉ　ＯＵｉ　＝Ｉ　ＯＵ４　＝　ｒ　ＯＬ＋となる。故
に工υ、＝Ｉｕ＋１．υ 京　　　　　車　　　　　車 ＝Ｉ　Ｕ２　＝Ｉυ、＝４υ、　　　　　　　　　　・
・・０）で与えられる。

Ｉｕ１〉工υ、となった場合、偏差ε□は正の値となり
、０式の入力信号ｅ１を増加させ、１次電流工υ１を増
やし、工υ１４Ｉｕｔとなるように制御する。

このとき負荷電流工υは直結インバータＩＮＶ−５によ
って、Ｉｕ句Ｉυに制御されているので、結果的に、ト
ランスＴＲ工の励磁電流■。Ｕｌが前述の指令値ＩＯＵ
に一致するように制御される。

逆に、ＩＵＬ＜Ｉｕ、となった場合、偏差Ｅ１は負の値
となり入力信号ｅ工、すなわちインバータＴＮＶ−１の
出力電圧を減少させてやはり、ＩＵユ句■υ、となるよ
うに制御する。

このようにしてトランスＴＲ工の１次電流工Ｕ１は、指
令値工υ１に一致するように制御され、結果的にトラン
スＴＲ工の励磁電流Ｉｏυ、も前記指令値エ。Ｕに一致
するようになる。素子のアンバランス等により、　直流
バイアスがトランスＴＲ□に印加された場合でも励磁電
流Ｉ　Ｏｕｔ　斗Ｉ　Ｏυとなり、当該直流バイアスを
最終的にキャンセルするように制御系が動作する。

他のインバータＩＮＶ−２〜ＩＮＶ−４も同様に制御さ
れる。

多重ＰＷＭインバータは前述のように基本的には、　逆
起電力ＶＣυと負荷側のインダクタンスＬＬによる電圧
降下分ｊωＬＬＩＵの和電圧を発生させる必要がある。

故に、トランスＴＲ，〜ＴＲ，の励磁電流工０υ、〜Ｉ
　０ＬＩ４もそれに見合った値に調整する必要がある。

各トランスの定格出力時の相互インダクタンスをＭとし
た場合、加算器Ａ工に入力される励磁電流の指令値ＩＯ
Ｕは１次式のように与えられる。

このようにして、多重ＰＷＭインバータは、負荷の逆起
電力ＶＣυとインダクタンスによる電圧降下分ｊωＬＬ
ＩＵに見合った電圧を発生し、又、直結インバータは、
負荷の抵抗による電圧降下分と負荷電流制御に必要な過
渡的な電圧を発生して、負荷電流Ｉυがその指令値ＴＵ
に一致するように制御している。このとき１例え、素子
の特性のバラツキにより出力トランスに直流バイアス電
圧が印加されても上記トランスの１次電流制御（言い換
えると励磁電流制御）を行っているため、直流偏磁は発
生しない。故にトランスの偏磁による過電流はなくなり
、インバータを構成する素子も破壊しなくなる。

第７図は本発明装置の制御回路の別の実施例を示す構成
図である。

図中、ｓｗ、、ｓｗ、は切換えスイッチ回路、Ｃ□〜Ｃ
６は比較器、Ａ１〜Ａ８は加算器、　ＳＨはシュミット
回路、Ｇ工〜Ｇ４及びＧＬは電流制御補償回路、ＫＮ工
ｅ　ＫＮ、、ＫＮは演算増幅器、ＰＷＭ１〜ＰＷＭ、は
パルス幅変調制御回路、ＴＲＧ□、ＴＲＧ。

は搬送波発生器である。

第７図の実施例は、第２図の制御回路と次の点が異なる
。

まず、第２図の制御回路では、多重インバータを構成す
る４台のＰＷＭインバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４は各
出力トランスの１次電流工υ、〜ｒｕ４を制御していた
のに対し、本実施例では、各トランスの励磁電流ＩＯＵ
工〜Ｉ　０ＬＩ４を制御している点が異なる。４台のト
ランスが同一容量、同一定格である場合、その励磁電流
の指令値ＩＯＵは、０式で示したように与えられる。各
トランスの励磁電流ＩＯＵ工〜工。ｕ４は、次のように
各トランスの１次電流工υ、〜Ｉυ、の検出値及び負荷
電流Ｉυの検出値から演算によって求められる。

比較器Ｃ１により上記励磁電流検出値工。υ１とその指
令値ｌ０ＬＩを比較し、偏差Ｅ工＝にｕ　　Ｉ□υ□を
制御補償回路Ｇ工により増幅し、パルス幅変調制御によ
って、インバータＩＮＶ−１を制御し、工０υ□弁Ｉ。

υとなるように制御している。他のトランスの励磁電流
Ｉｏυ２〜Ｉ　ＯＵ４も指令値ＩＯＵに一致するように
制御される。この結果、第２図の制御回路と同様に出力
トランスの偏磁はなくなり、素子破壊を防ぐことができ
る。

次に異なる点は、インバータの出力周波数ｆ。

がある最小周波数ｆｍ１ｎ（例えば、出方トランスが動
作可能な最小周波数としてｆｆ１１．ｎ＝ＩＨ２に選ぶ
）より低いとき多重ＰＷＭインバータから発生する基本
波（出力周波数成分）電圧が零になるようにしているこ
とである。

すなわち、比較器Ｃ６により、出力周波数ｆ０と、最小
周波数の設定値Ｊ’　ｓｉｎを比較しシュミット回路に
より、スイッチ回路８晃工、ＳＷ、の接点を切換えてい
る−　ｆ　６　＜　ｆ　５ｉｎ（７）ときＳＷｌ及びＳ
Ｗ、は接点ａに接続される。故に、トランスの励磁電流
指令値工０υは零になり、多重ＰＷＭインバータがら発
生する基本電圧も零となる。ｆ０≧１１□。になると、
スイッチＳＷ工、ＳＷ２は接点すに切換えられ、負荷の
逆起電力ＶＣＵ及びインダクタンスによる電圧降下ｊω
Ｌ、１．を多重ＰＷＭインバータから発生するようにな
る。一方、直結ＰＷＭインバータＩＮＶ−５は、ｆｏ〈
ｆＩｌｌ、ｎのとき、負荷の逆起電力Ｖ。υ、インダク
タンスによる電圧降下ｊωＬＬ■υ及び抵抗による電圧
降下ＲＬ・ｒｕの全てを負担し、負荷電流ＩＵを制御し
ている。　このようにして、ｆ、＜ｆ工、。の領域では
出力トランスＴＲ，〜ＴＲ４に無駄な励磁電流を流さな
いようにしている。

さらに、第７図の実施例では、直結インバータＩＮＶ−
５が発生する高調波電圧を多重インバータＩＮＶ−１〜
ＩＮＶ−４によって打ち消すように補償制御している。

すなわち、直結インバータＩＮＶ−５のＰＷＭ制御入力
信号ｅ５　とＰＷＭ制御回路ＰＷＭ、の出力信号ｇ、か
らインバータＩＮＶ−５が発生する電圧Ｖ、の脈動分Δ
ｖｓを予測演算し、　その反転値−ΔＶ、を多重ＰＷＭ
インバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４から発生させるよう
に制御している。

第６図の直結インバータのＰＷＭ制御動作説明図で説明
したように、搬送波信号ＸＳと制御入力信号ｅ５を比較
し、ゲート信号ｇｓを作っている。

ｅ、≧Ｘｓのときｇｓ＝＋１でＳＱＬ：オン１ｓ５２”
オフａ　、　（Ｘ　５　　ＩＩ　　ｇ　、　＝−１でＳ
、琶オフ、Ｓ□：オンとなり、出力電圧Ｖ、が決定され
る。　この出力電圧ｖｓは基本波成分ｖｓと高調波成分
Δｖ５　に分離される。すなわち、ΔＶ　ｓ　”　Ｖ　
ｓ　　Ｖ　ｓとなる。これをＰＷＭ制御の入力信号ｅｓ
のレベルに置き換えると、次のようになる。

搬送波信号Ｘ□〜Ｘ５の波高値をＥ　ｍａＸとし、上記
ゲート信号ｇ５に演算増幅器に、によってＥ　ｌｌｌａ
Ｘ倍する。Ｋ、の出力ｇ、・Ｅ　１ｌａＸは出力電圧Ｖ
、に比例した電圧となり、　その値からＶ、に比例した
入力信号ｅ５を減算すると。

Δｅｓ”ｇｓ　”　Ｅｍａｘ−ｅ、Ｏ：ΔＶ、−・・■
が得られる。加算器Ａ７の出力は、■式の反転値となり
、演算増幅器ＫＮｚによって（１／２ｎ）倍して補償制
御信号Ｈ８Ｕを求める。

Ｈｏｕ”　　（ｇｓ　・Ｅｓ＋ａｘ　　ａｓ）／　（２
ｎ）　　　　−（８）ｎは多重インバータの直列台数で
、ここではｎ＝４となる。加算器Ａ、及び加算器Ａ８〜
Ａ４を介して、上記補償信号Ｈｏυが、ＰＷＭ１〜ＰＷ
Ｍ４に入力される。以下、説明の便宜上、他の信号を零
として説明する。

第８図にｅ　ｚ　＝ｅｚ　”　ｅ　３　＝ｅ４　”　Ｈ
ＯＵとした場合の多重ＰＷＭインバータの動作説明図を
示す。

Ｘ□〜Ｘ４及びＹ１〜Ｙ４はＰＷＭ制御の搬送波信号で
Ｙ工〜Ｙ４は各々Ｘ１〜Ｘ４の反転値となっている。又
、Ｘ工、　ｘ、、　ｘ、、　Ｘ４はそれぞれ電気角で４
５°ずつ位相がずれている。

インバータＩＮＶ−１の主回路構成は前述したように第
３図のようになっている。

入力制御信号Ｈｏυと搬送波（三角波）Ｘ工を比較し、
ゲート信号ｇ工を作り、インバータＩＭＶ−１の素子Ｓ
工、とＳ１２を点弧制御する。すなわち、Ｈｏｕ≧Ｘ、
のときｇ□＝“１”でＳ　１１　＠　Ｏｎ　ｇ　Ｓ　１
　ｚ　ｍ　ｏｆｆＨｏｕ＜Ｘ、のときｇ　ｘ　＝　”　
Ｏ”でＳ　１□：　ｏｆｆ　ｔ　Ｓ　ｚ　ｚ　：　Ｏｎ
となる。またＨＯＵとＹ□を比較し、ゲート信号ｇ１を
作り素子Ｓｔ３とＳｏを点弧制御する。すなわち。

となる、この結果、インバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖ
工は、　Ｓ工、とＳ１４がオンのと・き、　■□＝＋Ｖ
ｄ−８１ｚとＳｔｚがオンのときＶｌ＝　　Ｖｄ＋　　
他のモードではＶ□＝Ｏとなって第８図に示すような波
形となる。

同様に、入力制御信号Ｈ，υと三角波Ｘ２．Ｙ２を比較
し、インバータＩＮＶ−２のゲート信号ｇ　ｘ　ｗｇ２
を作り、ＨＯＵとＸ、、Ｙ、を比較し、　インバータＩ
ＮＶ−３のゲート信号ｇａ＋　ｇｓを作り、ＨｏＵとｘ
、、ｙ、を比較し、インバータＰＮＶ−４’のゲート信
号ｇ４２ｇ４を作る。

この結果、インバータＴＮＶ−２〜ＩＮＶ−４の出力電
圧Ｖ、〜ｖ４は図示のようになる。

インバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４の出力電圧Ｖ工〜Ｖ
４の和は、第８図の最下段に示すような波形となり、入
力信号ＨＯυに比例した値となる。この和電圧ｖｉ＋ｖ
２＋ｖ、＋ｖ、＝−Δｖ、は直結インバータＩＮＶ−５
が発生する電圧Ｖ、の高調波成分ΔＶ５を打ち消す電圧
となる。

すなわち、（８）式で表ねされる補償制御信号１（ｏｕ
を、インバータＩＮＶ−１〜ＴＮＶ−４のＰＷＭ制御入
力信号ｅ１＝ｅｚ＝８３＝ｅ４＝Ｈ□Ｕとして与えた場
合、各インバータの出力電圧Ｖ工〜ｖ４の平均値は、当
該入力信号ｅ０〜ｅ４に比例した値となり、それらの和
電圧Ｖｉ　＋　Ｖ２　＋　Ｖ３　＋　Ｖ４は、４・Ｈ，
υに比例した値となる。

Ｖ、＋　Ｖ２　＋　Ｖ３　＋　Ｖ４　＝”　、４　、Ｈ
ｏｕ　　、１．（！ｊ）Ｅｌ、１ａＸ ｎ＝４として、（９）式に■、（８）式を考慮すると＝
−（Ｖ、−Ｖ、）＝＝−ΔＶ、・・・（１０）となる。

このようにして、直結インバータＩＮＶ−５が発生する
高調波電圧△Ｖ、を多重インバータＩＮＶ−１〜ｒＮＶ
−４によって打ち消すように補償制御することができる
。この結果、直結インバータの搬送波周波数を低くする
ことが可能となり、スイッチング損失やスナバ回路損失
を低減させることができる。

〔発明の効果〕

以上のように本発明の電力変換装置によれば、多重ＰＷ
Ｍインバータの出力トランスの直流偏磁を防止すること
ができ、過電流によってインバータを構成する素子を破
壊することもなくなる。同時に直結インバータによって
負荷電流が正確に制御され、波形歪みの少ない正弦波電
流を交流負荷に供給することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す主回路構
成図、第２図は第１図の装置の制御回路構成図の実施例
、第３図、第５図は第１図の装置の部分回路図、第４図
、第６図は本発明装置の動作を説明するためのタイムチ
ャート図、第７図は本発明装置の制御回路の別の実施例
を示す構成図、第８図は第７図の動作説明図、第９図は
従来の電力変換装置の構成図、第１０図は第９図の装置
を説明するための特性図である。 Ｖｄ・・・直流電圧源 Ｉ　ＮＶ−１〜Ｉ　ＮＶ−４−・・多重ＰＷＭインバー
タＩＮＶ−５＝−直結ＰＷＭインバータ ＴＲ□〜ＴＲ４・・・出力トランス ＬＯＡＤ・・・交流負荷 ＣＴ工〜ＣＴｆ・・・電流検出器　Ａ４〜Ａ８・・・加
算器０１〜Ｃ６・・・比較器 ０１〜Ｇ４１ＯＬ・・・電流制御補償回路Ｋ　ＮＩ　Ｋ
Ｎｉｌ　ＫＮ２９　ＫＨ・・・演算増幅器ＰＷＭｉ〜Ｐ
ＷＭ、・・・パルス幅変調制御回路ＴＲＧ、ＴＲＧ工、
ＴＲＧ、・・・搬送波発生器ＳＨ・・・シュミット回路 ｓｗ、、ｓｗ、・・・スイッチ回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流負荷に対し、出力トランスを持つ多重パルス
   幅変調制御インバータの出力電圧と、出力トランスなし
   のパルス幅変調制御インバータの出力電圧の和を供給す
   る電力変換装置において、前記多重ＰＷＭインバータを
   構成する１台または複数台のＰＷＭインバータは当該イ
   ンバータに接続された各々の出力トランスの１次電流あ
   るいは励磁電流を制御する手段を具備し、また、前記直
   結ＰＷＭインバータは前記交流負荷に供給される電流を
   制御する手段を具備したことを特徴とする電力変換装置
   。
2. （２）前記交流負荷に対し、出力トランスを持つ多重パ
   ルス幅変調制御インバータは前記交流負荷の逆起電力と
   当該負荷のインダクタンスによる電圧降下に相当する電
   圧を発生するように補償制御する手段を具備したことを
   特徴とする請求項第１項記載の電力変換装置。
3. （３）前記出力トランスなしのパルス幅変調制御インバ
   ータは、前記交流負荷の抵抗分による電圧降下に相当す
   る電圧を発生するように補償制御する手段を具備したこ
   とを特徴とする請求項第１項あるいは第２項記載の電力
   変換装置。
4. （４）前記交流負荷に対し、出力トランスを持つ多重パ
   ルス幅変調制御インバータは当該インバータの出力周波
   数がある最小周波数以下では出力トランスの励磁電流が
   零になるように制御する手段を具備したことを特徴とす
   る請求項第１項記載の電力変換装置。
5. （５）前記交流負荷に対し、出力トランスを持つ多重パ
   ルス幅変調制御インバータは、当該インバータの出力周
   波数がある最小周波数以下では、前記負荷の逆起電力補
   償及びインダクタンスの電圧降下補償を零にしたことを
   特徴とする請求項第２項記載の電力変換装置。
6. （６）前記交流負荷に対し、出力トランスを持つ多重パ
   ルス幅変調制御インバータは、前記出力トランスなしの
   パルス幅変調制御インバータが発生する出力電圧の高調
   波成分を打ち消すように補償制御する手段を具備したこ
   とを特徴とする請求項第１項記載の電力変換装置。