JPH03711B2

JPH03711B2 -

Info

Publication number: JPH03711B2
Application number: JP56198814A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Ogawa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1981-12-10
Filing date: 1981-12-10
Publication date: 1991-01-08
Also published as: JPS58100206A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は例えばPCMデジタルオーデイオデ
イスクの再生装置のようなデジタル信号の再生装
置に関する。

この種の再生装置においては、例えばデイスク
の回転速度を所定のものに制御するため回転サー
ボ回路が用いられる。その場合、大幅な速度変動
に対しては速度サーボ（周波数サーボ）をかけて
急速に所定速度に引き込むようにするとともに、
この速度サーボがかかつたらより高精度の制御を
するため、速度サーボに加えて位相サーボをかけ
るようにしている。

このようにするのは、位相サーボは限られたロ
ツクレンジを有しているため、速度サーボにより
回転速度が所定のものになつた後でないと、位相
サーボがロツクできないためである。

このため、位相サーボを速度サーボに付加する
かどうかは、回転速度が所定のものとなつている
かどうかにより決めるようにする。

この発明は例えば上述のようなデイスクの回転
サーボ系において位相サーボを速度サーボに付加
する場合に、その付加するかどうかを決めるため
の回路として良好なものを提供しようとするもの
である。

以下、この発明の一例をPCMオーデイオデイ
スクの回転サーボ系に適用した場合を例にとつて
説明しよう。

先ず、PCMオーデイオデイスクの再生装置の
サーボ系について説明する。

オーデイオPCM信号をデイスクに記録するに
は、角速度一定で記録する方法と、線速度一定で
記録する方法があるが、記録密度を高くする点か
らすると、線速度一定の記録が好ましい。このこ
とから線速度一定の記録方法が良く採用される
が、この線速度一定の記録がなされたデイスクは
やはり線速度一定で再生する必要がある。

この再生時のデイスクの線速度一定の回転制御
方法のひとつとして、ピツクアツプの位置をポテ
ンシヨメータで検出し、必要回転数がその位置の
逆数となることから、検出出力を割算器に供給し
て制御情報を得るものが知られている。しかし、
この方法は制御のための位置検出器及び割算器か
らなる構成が高価、複雑となる欠点がある。

そこで、ピツクアツプの位置を検出する検出器
を用いずに、デイスクからの再生信号を用いて線
速度一定の回転制御を行なう方法が提案されてい
る。

この方法はPCMオーデイオデイスクにおける
次の点が考慮されている。

オーデイオPCM信号をAM変調やFM変調など
のキヤリア変調方式によらないベースバンドで記
録する場合、ランレングスリミテツドコード
（runlength limited code）の変調方法が用いら
れる。この変調方法は「０」又は「１」のデータ
に関して２つのデータの遷移（トランジシヨン）
間の最小反転間隔Tminを長くして記録効率を高
めるとともに、最大反転間隔Tmaxを短いものと
して、再生側におけるセルフクロツクの容易化を
図つている。

この変調方法によつて線速度一定で記録された
デイスクを線速度一定で再生すれば、再生信号中
の最小反転間隔又は最大反転間隔は所定の定まつ
た基準値となるはずである。

そこで、再生信号中の最大反転間隔あるいは最
小反転間隔の基準値からのずれを検出し、このず
れが零になるように回転制御すればデイスクを線
速度一定で回転させることができる。

ところで、デジタル信号を記録、再生する際に
はデジタル信号の誤り訂正その他の処理を容易に
するため複数サンプル毎にブロツク化し、そのブ
ロツク化したもの毎に処理するようにしている。
この１ブロツク分の長さを１フレーム期間として
デジタルオーデイオデイスクでは扱つている。そ
して、この１ブロツク毎のデータに対してフレー
ム同期信号（ブロツク同期信号）がその先頭の部
分に挿入され、１ブロツク単位の目印とされてい
る。

このフレーム同期信号としては、ランレングス
リミテツドコードの変調の規則外のピツトパター
ンの信号が選ばれるが、この場合、最大反転間隔
が連続する変調出力は通常の変調によつては現れ
ないことを利用して、この最大反転間隔が２回連
続するピツトパターン、すなわち“１”の区間が
最大反転間隔の間続くとともに、これに続いて
“０”の区間が最大反転間隔区間続くようなピツ
トパターンをフレーム同期信号として用いるよう
にしている。

このフレーム同期信号はフレーム周期で再生さ
れるものであることから、この例では最大反転間
隔が所定のものとなるように速度サーボが働くよ
うにされる。

そして、この発明においては、このフレーム同
期信号は速度が所定の線速度であるとき安定に再
生信号中から得られるということを利用して、こ
のフレーム同期信号の検出信号の状態を監視する
ことにより、速度サーボに位相サーボを付加する
かどうかの判別をなすものである。

次に、図を参照しながら、上述したような
PCMオーデイオデイスク再生装置にこの発明を
適用した場合の具体構成の一例を図を参照しなが
ら説明しよう。

第１図において、１００は速度サーボ系、２０
０は位相サーボ系、３００はフレーム同期信号の
検出及び補償回路で、この回路３００からはドロ
ツプアウトにより欠如したフレーム同期信号が補
償された状態のフレーム同期信号の検出信号が得
られるとともに、フレーム同期信号の検出信号が
安定に得られなくなつたときそれの検出信号が得
られ、その検出信号により位相サーボ系２００が
速度サーボ系１００に付加されるかどうかが制御
される。

先ず、速度サーボ系１００において、１０１は
光検出器、１０２は波形変換回路で、光検出器１
０１からは“０”“１”のデータに対して正弦波
状になまつた状態の波形の信号が得られ、これが
波形変換回路１０２でほぼ矩形状に波形整形され
て取り出される。

また、１０３は最大反転間隔を検出するための
カウンタで、発振器１０４からの例えば約34.6M
HzのクロツクCPがこのカウンタ１０３のクロツ
ク端子に供給される。そして波形変換回路１０２
の出力SPがそのままナンドゲート１０５及びア
ンドゲート１０７を通じてこのカウンタ１０３の
クリア端子に供給されて、このカウンタ１０３が
信号SPの立ち下がりの時点でクリアされる。ま
た、信号SPがインバータ１０８にて反転された
信号がナンドゲート１０６及びアンドゲート
１０７を通じてカウンタ１０３のクリア端子に供
給され、このカウンタ１０３は信号SPの立ち上
がりの時点でもクリアされる。

したがつて、カウンタ１０３においては、信号
SPの正極性及び負極性の各反転期間内に含まれ
るクロツクCPの数がカウントされることになる。

そして、このカウンタ１０３においては、最大
反転間隔が基準値であるときに含まれるクロツク
CPの数Ｎよりも１クロツク分でも余分にカウン
トされる反転期間が信号SP中に含されると、こ
のカウンタ１０３の所定のＱ出力が全て“１”と
なることによりナンドゲート１０９の出力N₀は
“０”となる。するとこのナンドゲート１０９の
出力N₀がカウンタ１０３のイネーブル端子に供
給されていることによりカウンタ１０３はカウン
ト動作が停止されるとともに、出力N₀はナンド
ゲート１０５及び１０６に供給されているためこ
のナンドゲート１０５及び１０６が閉の状態とさ
れ、その後は再生信号によつてはカウンタ１０３
はクリアされない状態になる。

この状態において分周器２０からのフレーム周
期１／7.35kHzの信号SFXの立ち上がりでナンド
ゲート１０９の出力N₀がＤフリツプフロツプ回
路１１０にラツチされる。分周器２０には水晶発
振器１０の出力信号が供給されており、この水晶
発振器１０よりの信号がこの分周器２０で分周さ
れることによりフレーム周期の信号SFXが形成
される。

こうしてナンドゲート１０９の出力N₀がＤフ
リツプフロツプ回路１１０にラツチされた後に信
号SFXが遅延回路１１１を通じ、又アンドゲー
ト１０７を通じてカウンタ１０３のクリア端子に
供給されることにより、このカウンタ１０３がク
リアされる。するとナンドゲート１０９の出力
N₀は「１」になり、カウンタ１０３がカウント
可能状態になると共にナンドゲート１０５及び１
０６が開とされ、再び再生信号SPの各反転期間
に含まれるクロツクCPの数のカウントが開始さ
れる。

こうして、カウンタ１０３では１フレーム期間
毎に、信号SP中の最大反転間隔が基準値より長
いか、短いかの検出がなされ、Ｄフリツプフロツ
プ回路１１０には１フレーム毎にカウンタ１０３
の検出出力すなわちナンドゲート１０９の出力
N₀が記憶される。つまり、カウンタ１０３では
その１フレームの期間内に信号SPの反転間隔の
うちで基準値よりも長いものが１つでもあればナ
ンドゲート１０９の出力N₀は「０」となり、一
方、信号SPの各反転間隔が基準値よりも全て短
いときはナンドゲート１０９の出力N₀は「１」
となり、Ｄフリツプフロツプ回路１１０には、次
の１フレーム期間での最大反転間隔の検出が始ま
る前に、検出出力がラツチされる。

このＤフリツプフロツプ回路１１０のＱ出力
VS及び出力は充放電回路１２０に供給され
る。

即ち、１２１は次放電用のコンデンサで、１２
２は正の電流源、１２３は負の電流源である。Ｄ
フリツプフロツプ回路１１０のＱ出力VSが「０」
で、出力が「１」のときはスイツチ回路１
２４がオンとなつて正の電流源１２２より充電電
流i_v+がコンデンサ１２１に流れ込む。一方、Ｑ
出力VSが「１」で、出力が「０」のときは
スイツチ回路１２５がオンとなつて負の電流源１
２３を介してコンデンサ１２１より放電電流i_v-
が流れる。

したがつて、コンデンサ１２１はＤフリツプフ
ロツプ回路１１０の出力に応じて充放電される。
このコンデンサ１２１の両端に得られる電圧は比
較回路としてのオペアンプ１３０の反転入力端子
に供給される。このオペアンプ１３０の非反転入
力端子には正の直流電圧ESが供給されている。
したがつて、このオペアンプ１３０よりは両入力
電圧の差の出力が得られこれがデイスク駆動用の
モータ駆動回路に供給される。

デイスクの回転速度が定められた線速度より低
い速度であるときは再生信号SP中の最大反転間
隔は基準値よりも長くなる。このときはナンドゲ
ート１０９の出力N₀は「０」の状態となり、し
たがつて、充放電回路１２０においてはスイツチ
回路１２４がオン、スイツチ回路１２５がオフと
なり、コンデンサ１２１に充電電流i_v+が流れ、
このコンデンサ１２１の両端電圧が上昇する。し
たがつてオペアンプ１３０の出力電圧はその前の
電圧よりも低くなり、モータの回転速度が上昇さ
れる。

一方、デイスクの回転速度が定められた線速度
より速い速度であるときは再生信号SP中の最大
反転間隔は基準値より短いから各フレーム期間に
おいてナンドゲート１０９の出力N₀は「１」の
状態となる。したがつて、このときはスイツチ回
路１２５がオンとなりコンデンサ１２１より放電
電流i_v-が流れ、コンデンサ１２１の両端電圧は
下がり、オペアンプ１３０の出力電圧は上昇し、
モータの回転速度は下げられる。

そして、線速度一定に引き込まれた定常状態に
おいてはコンデンサ１２１の両端電圧はほぼ零と
なる。

なお、コンデンサ１２１と並列にカソード側が
接地される状態で接続されたダイオード１２６は
モータの逆転防止用である。すなわち、図のＰ点
の電位が正の電圧で、かつ、基準電圧ESよりも
大きくなると、アンプ１３０の出力が負電圧とな
るため、モータは逆転してしまう。しかしなが
ら、この例の場合、Ｐ点と接地間に図の向きにダ
イオード１２６が接続されているので、Ｐ点の電
位が正の電位となるとこのダイオード１２６がオ
ンとなり、Ｐ点の電位は正の電圧とはならず、逆
転が防止されるのである。

次に位相サーボ系２００について説明するに、
フリツプフロツプ回路２０１，２０２、アンド回
路２０３及びＤフリツプフロツプ回路２０４は位
相サーボ信号を形成するためのものである。

この位相サーボ系２００は、水晶発振器１０の
出力を分周して得た基準のフレーム周期の信号
SFXと、フレーム同期信号の補償回路３００か
らの再生信号中のフレーム同期信号SFに同期し
た信号SFGとが一定位相関係となるように制御
する。したがつて、この位相サーボ系２００にお
けるロツク周波数は水晶発振器１０の発振周波数
に依存する。この例では、この水晶発振器１０の
発振周波数は最大反転間隔が基準値の状態で速度
サーボが安定したときに位相サーボ系２００がロ
ツクするように選定されている。

位相サーボは次のようにして行なわれる。

すなわち、分周器２０からのフレーム周期の信
号SFXがフリツプフロツプ回路２０１に供給さ
れ、これより信号SFXの立ち上がりの時点で状
態を反転する信号F₁が得られる。また、補償回
路３００からのフレーム周期の信号SFGがフリ
ツプフロツプ回路２０２に供給されて、これより
信号SFGの立ち上がりの時点で状態を反転する
信号F₂が得られる。両信号F₁及びF₂はアンドゲ
ート２０３の一方及び他方の入力端に供給され、
これより両信号F₁及びF₂の位相差に応じたパル
ス幅の信号A₁が得られる。この信号A₁はアンド
ゲート２０５及び２０６に供給される。

一方、Ｄフリツプフロツプ回路２０４におい
て、信号F₂の状態が信号F₁の立ち上がりの時点
でサンプリングされ、そのＱ出力UDがアンドゲ
ート２０５に供給されるとともに、この出力UD
がインバータ２０７にて反転されてアンドゲート
２０６に供給される。

これらアンドゲート２０５及び２０６の出力
A₂及びA₃は充放電回路２１０に供給されて位相
サーボ用の電圧が形成される。

すなわち、２１１は充放電用のコンデンサ、２
１２は正の電流源、２１３は負の電流源である。
アンドゲート２０５の出力A₂が「１」であると
スイツチ回路２１４がオンとなり、正の電流源２
１２より充電電流i_p+がコンデンサ２１１に流れ
込む。一方、アンドゲート２０６の出力A₃が
「１」であるとスイツチ回路２１５がオンとなり、
負の電流源２１３を介してコンデンサ２１１より
放電電流i_p-が流れる。

信号SFX及び信号SFGが、第２図Ｌ及びＭに
示すように、両者の位相差が180゜となつたとき、
信号SFXと信号SFGは位相差がない状態である
とともにアンドゲート２０３の出力A₁が常に
「０」となる。そして、位相サーボ系２００は信
号SFXと信号SFGが所定の位相関係となるよう
な状態になるように働く。

例えば信号SFX及び信号SFGが第２図Ａ及び
Ｃに示すようなもので、フリツプフロツプ回路２
０１及び２０２の出力F₁及びF₂が同図Ｂ及びＤ
に示すように位相差が180゜の状態よりも図のよう
にずれているときは、Ｄフリツプフロツプ回路２
０４の出力UDは同図Ｆに示すように「０」とな
るとともにアンドゲート２０３の出力A₁は同図
Ｅに示すようにずれ量に応じたパルス幅のパルス
が得られる。

したがつて、このときはアンドゲート２０５の
出力A₂は同図Ｇに示すように「０」となるが、
アンドゲート２０６の出力A₃として同図Ｈに示
すように位相ずれに応じたパルス幅のパルスが得
られ、スイツチ回路２１５がオンとなり、コンデ
ンサ２１１より放電電流i_p-が流れ、コンデンサ
２１１の両端電圧が下がる。

一方、信号SFX及びSFGが同図Ａ及びＣの状
態で両者が入れ替わつたものとなるときは、アン
ドゲート２０３の出力A₁のパルス幅は変わらな
いが、Ｄフリツプフロツプ回路２０４の出力UD
が同図Ｉに示すように「１」となる。したがつ
て、このときはアンドゲート２０５の出力A₂に
同図Ｊに示すように位相ずれに応じたパルス幅の
パルスが得られ、スイツチ回路２１４がオン、ス
イツチ回路２１５がオフとなつてコンデンサ２１
１に充電電流i_p+が流れ、コンデンサ２１１の両
端電圧が上昇する。

このコンデンサ２１１の両端電圧はオペアンプ
１３０の反転入力端子に、速度サーボ系１００の
充放電回路１２０の出力電圧に加えて供給され、
モータの速度が制御される。

なお、この場合、充放電回路１２０の時定数
T_Vと充放電回路２１０の時定数T_Pとの関係はT_V
＞T_Pなるようにされて、定常状態においては大
きな変動に対しては速度サーボが働き、小さい変
動に対しては位相サーボが働いて、デイスクはワ
ウフラツタの少ない回転をするものである。

ところで、前述もしたようにフレーム同期信号
の補償回路３００から得る、位相サーボ信号を形
成するのに用いるフレーム周期の信号SFGは、
PLL回路が用いられて、再生信号のクロツク成
分に同期するようにされたその出力信号を分周す
ることにより得る。ところが、このPLL回路は
限られたロツクレンジを有しているために、デイ
スクの回転速度が所定の線速度になつた後でない
と、位相サーボ系２００において、ピツクアツプ
の走査位置による大幅な線速度の変化に追従して
水晶発振器の出力にデイスクの回転を位相ロツク
できない。そこで、この例では線速度がほぼ一定
となるまでは位相サーボ系２００は働かないよう
にされている。

ところで、フレーム同期信号を検出するには、
再生信号のクロツク成分に同期したクロツクパル
スが用いられて、再生信号中からフレーム同期信
号と同じピツトパターンが検出することによりな
されるが、上記クロツクパルスとしては上記
PLL回路の出力が用いられる。したがつて、線
速度が所定のものとなつていないときには、
PLL回路は再生クロツクに位相クロツクされて
いないため、フレーム同期信号を安定に検出でき
ない。

以上のことを考慮して補償回路３００には後述
するようにフレーム同期信号が安定に検出されて
いるかどうかの監視回路が設けられ、その出力信
号SLが回路３００より得られる。この信号SLは
後述のようにフレーム同期信号が安定に検出され
ないときハイレベルとなるもので、この信号がイ
ンバータ２０８を通じてアンドゲート２０５及び
２０６に供給される。したがつて、線速度が所定
のものに引き込まれるまでは、アンドゲート２０
５及び２０６は信号SLによつてゲートオフの状
態とされ、位相サーボ系２００の系は働かないよ
うにされる。

第３図は、このフレーム同期信号の補償回路３
００の系統図の一例であり、入力端３０１を通じ
た波形変換回路１０２からの信号SPはフレーム
同期信号検出回路３０２に供給される。この検出
回路３０２にはPLL回路を有するクロツク発生
器３０８からの再生信号に同期したクロツクパル
スCPが供給され、前述したように再生データ中
のフレーム同期信号と同じピツトパターンの信号
がこの検出回路３０２において検出される。この
検出回路３０２からのフレーム同期信号の検出信
号SFOは保護回路３０３に供給される。この保
護回路３０３は再生時、再生位置がジヤンプした
場合のように再生信号が得られないのに再生信号
としてその間の信号を取り扱い、ノイズがフレー
ム同期信号として誤つて検出されないように入力
信号をミユーテイングする回路であつて、特に設
けなくてもよい。

この保護回路３０３を通じたフレーム同期信号
の検出信号SFOはゲート回路３０４に供給され
る。このゲート回路３０４にはオアゲート３０５
の出力信号がゲート信号として供給される。この
場合、オアゲート３０５の出力信号であるゲート
信号は後述するようにして正規のフレーム同期信
号１に対し、±ｍビツトのパルス幅を有するよう
なウインドウパルスPWとされる。したがつて、
ウインドウパルスPWとフレーム同期信号との相
対的な位相がほぼ一致しているときは、このゲー
ト回路３０４を通じてその検出信号SFOが得ら
れる。ゲート回路３０４を通じて得られたフレー
ム同期信号の検出信号SFWはオアゲート３０６
の一方の入力端に供給されるとともにカウンタ３
０７のクリア端子に供給される。このカウンタ３
０７のクロツク端子にはPLL回路を有するクロ
ツク発生器３０８からの再生信号のクロツク成分
に同期したクロツクパルスCPが供給されて、こ
のカウンタ３０７からはクロツクパルスCPを分
周した再生信号に同期したフレーム周期のキヤリ
ーパルスSFCが得られるようにされている。そし
てこのカウンタ３０７から得られるフレーム周期
の信号SFCがオアゲート３０６の他方の入力端に
供給される。そして、このオアゲート３０６を通
じて出力端３１７に後述のような補償されたフレ
ーム同期信号の検出信号SFGが得られる。

ゲート回路３０４のゲート信号となるウインド
ウパルスPWはカウンタ３０７のカウント値出力
情報に基づいて次のようにして形成される。すな
わちカウンタ３０７のカウント値がフレーム周期
に相当するカウント値ｎよりｍビツト分に相当す
るカウント数だけ少ない数になると検出器３０９
においてそれが検出されその検出出力によつてフ
リツプフロツプ回路３１０がセツトされる。また
カウンタ３０７のカウント値がｍビツト分に相当
するカウント数になるとそれが検出回路３１１に
おいて検出され、その検出出力によりフリツプフ
ロツプ回路３１０がリセツトされる。カウンタ３
０７がフレーム同期信号の検出信号によりクリア
されることを考えればフリツプフロツプ回路３１
０からはフレーム同期信号の位置より手前３ビツ
ト分の位置において立ち上がり、フレーム同期信
号の後縁よりｍビツト分遅れた時点において立ち
下がるウインドウパルスPWが得られる。このウ
インドウパルスPWはオアゲート３０５の一方の
入力端に供給され、ゲート回路３０４のゲート信
号となるものである。

なお、フレーム同期信号の位相とカウンタ３０
７の出力キヤリーパルスSFCの位相とがずれてし
まつている場合にはゲート回路３０４からはフレ
ーム同期信号の検出信号が得られなくなるが、そ
の場合には監視回路により次のようにしてその状
態が検出されてカウンタ３０７が強制的にフレー
ム同期信号とパルスSFCの位相とが一致するよう
にされている。

すなわち、３１２はその状態を検出するための
監視回路を構成するカウンタである。このカウン
タ３１２のロード端子にはゲート回路３０４から
得られるフレーム同期信号の検出信号が供給さ
れ、カウント値がプリセツト値にプリセツトされ
る。またそのクロツク端子には検出器３１１から
のカウンタ３０７のカウント値がｍビツトに相当
する値であるときの出力信号が供給される。

この場合、カウンタ３０７においては常にクロ
ツクパルスCPをカウントしているので検出器３
１１からはフレーム周期でパルスが得られ、これ
がカウンタ３１２でカウントされることになる
が、ゲート回路３０４からフレーム同期信号の検
出信号SFWが得られている間は、カウンタ３１
２のロード端子には１フレーム周期でこの検出信
号SFWが供給されてプリセツトされるので、結
局、このカウンタ３１２のカウント値はプリセツ
ト値＋１以上は歩進しない。そして、ゲート回路
３０４からフレーム同期信号の検出信号SFWが
連続して得られない状態のときは、このカウンタ
３１２はプリセツト値から検出器３１１の出力パ
ルスを順次カウントし、カウント値が歩進する。
そして、そのカウント値が所定値になると、この
カウンタ３１２のよりハイレベルに立ち上がる出
力信号SLが得られる。この出力信号SLはこのカ
ウンタ３１２のイネーブル端子に供給されてお
り、このため、カウンタ３１２はカウントを停止
する。この出力信号SLはオアゲート３０５を通
じてゲート回路３０４に供給される。つまり、ゲ
ート信号は常にハイレベルとなり、ゲート回路３
０４は開放状態になる。

そして、フレーム同期信号の検出信号がこのゲ
ート回路３０４より得られると、このカウンタ３
１２が再びロードされ、その出力信号SLがロー
レベルに落ちるとともにこのカウンタ３１２がカ
ウント可能状態に戻る。

つまり、カウンタ３０７の出力キヤリーパルス
SFCの位相が再生信号中のフレーム同期信号に対
して大きくずれウインドウパルス幅内にフレーム
同期信号の検出信号が入らないときは、監視用カ
ウンタ３１２でこれが検出され、強制的にカウン
タ３０７の出力キヤリーパルスSFCの位相が再生
信号のフレーム同期信号位相と一致するようにカ
ウンタ３０７がクリアされるものである。

そして、この例においては、さらに、ウインド
ウパルスのパルス幅及び監視用カウンタ３１２の
プリセツト値が再生モードや再生信号の状況によ
つて補償回路が最も有効に働くように制御され
る。

すなわち、ウインドウパルスのパルス幅やカウ
ンタ３１２のプリセツト値に関しては次のような
点が考慮されている。

再生デジタル信号を得るには、デイスクから取
り出した信号を、この信号に同期したクロツク信
号によつてビツト同期させる必要があるが、この
ビツト同期回路において上記クロツク信号と再生
信号との相対的位相ずれがあると、それが積算さ
れることにより１サイクル分抜けたり増えたりす
るサイクルスリツプ現象が生じる。これは例えば
再生信号にドロツプアウトが生じることにより発
生する。通常の再生モードにおいては、ビツト同
期回路の一部を構成するクロツク発生器８の
PLL回路の可変周波数発振器の周波数とローパ
スフイルタの時定数とを選定して、サイクルスリ
ツプによつて生じる時間的誤差は±１〜２ビツト
程度におさえられている。

したがつて、ノーマル再生モードの場合、通常
は、ウインドウパルスの幅は、このサイクルスリ
ツプを生じたときにもフレーム同期信号の検出信
号をゲートできるようなパルス幅であればよく、
例えばフレーム同期信号が検出されるべき位置を
中心に±３ビツト分程度の幅がよい。しかし、ノ
ーマル再生モードであつても、再生信号中のデー
タ誤りがランダム誤りである場合には上記の幅で
問題はないが、バースト誤りが多い場合には、再
生信号とクロツクとの位相ずれの量が積算される
ことによるサイクルスリツプの量が大きくなるた
め、ウインドウパルスのパルス幅を広くする必要
がある。

また、監視用カウンタ３１２はウインドウパル
スの位相とフレーム同期信号の位相とのずれを補
正するものであるが、ノーマル再生時などのよう
に比較的安定にフレーム同期信号が検出できると
きには、その検出信号SFWがドロツプアウト等
により若干欠如していてもウインドウパルスの位
相は正しいものとなつているから監視回路を働か
せることは実質的にウインドウパルスのパルス幅
を広げる結果となつて疑似フレーム同期信号等の
ノイズの除去ができない等の不都合が生じる。こ
のため、ノーマル再生時にはカウンタ３１２から
の信号SLをハイレベルに立ち上げるに要するフ
レーム数、つまりプリセツトカウント値から信号
SLがハイレベルに立ち上がるまでの検出器３１
１の出力パルス数は比較的大であつてよく、例え
ば「16」とされる。

一方、再生モードにおいて、頭出しのためのサ
ーチモードにされたときは短時間のジヤストトラ
ツキングにおける再生信号からコントロール信号
を再生する必要があるため、監視用カウンタ３１
２の出力信号SLはフレーム同期信号が得られな
くなつてから短い時間、例えば３フレーム期間後
にハイレベルになるようにしなければならない。

さらに、再生信号が再生中になくなつたときは
カウンタ３１２は、フレーム同期信号が得られな
くなつたら即座に出力信号SLがハイレベルとな
るようにプリセツト値が選定される方がよい。ま
た、この再生信号が得られないときは、デイスク
駆動モータの回転を制御することが多いので、再
生信号が得られて後しばらくの間はウインドウパ
ルスのパルス幅は最大にしておく方がよい。

以上のことを考慮して次のように構成される。

すなわち、高周波検出回路３１３において再生
信号の有無が検出され、その検出出力がコントロ
ーラ３１６に供給される。また、システムコント
ロール回路３１４からの再生装置がどのモードに
なつているかを示す信号がコントローラ３１６に
供給される。さらに、再生信号中のデータの誤り
を検出するとともにその誤りを訂正する誤り訂正
回路３１５からのデータ誤りの状況を示す信号が
このコントローラ３１６に供給される。

そして、コントローラ３１６からのコントロー
ル信号はカウンタ３０７のカウント値の検出器３
０９及び３１１に供給されて、前述した“ｍ”ビ
ツト分に相当するカウント値が前述のように、デ
ータ誤りの状況に応じて変えられ、ウインドウパ
ルスのパルス幅が変えられる。

また、コントローラ３１６の別の出力信号によ
つて監視用カウンタ３１２のプリセツト値が、再
生のモードに応じて、また、再生信号の有無検出
出力に応じて変えられる。

この第３図の回路の動作をタイムチヤートを参
照してさらに説明しよう。

第４図〜第６図はノーマル再生モードにおける
動作を示すもので、第４図はサイクルスリツプに
よつて１フレーム周期より短い期間が生じた場合
及びドロツプアウトが生じた場合の動作例であ
る。同図Ａはフレーム同期信号検出回路３０２の
出力SFOであり、同図Ｂはフリツプフロツプ回
路３１０からのウインドウパルスPWであり、ま
た同図Ｃはゲート回路３０４の出力SFWであり、
同図Ｄはカウンタ３０７の出力キヤリーパルス
SFCであり、さらに同図Ｅはオアゲート３０６の
出力SFGである。この場合、このサイクルスリ
ツプの量は、再生信号中において、ランダム誤り
は多くてもバースト誤りが少ないときは小さく、
バースト誤りが多いときは多くなるが、前述のよ
うにウインドウパルスPWの幅は、誤りの状況に
応じて可変されているので、ほぼ確実にウインド
ウパルス幅内にそのサイクルスリツプしたフレー
ム同期信号の検出信号は含まれ、ゲート回路３０
４より得られる。この場合、このゲートされて得
られたパルスによつてカウンタ３０７はキヤリー
パルスSFCを発生する前にクリアされるのでウイ
ンドウパルスPWのパルス幅が狭くなるととも
に、このカウンタ３０７の出力キヤリーパルス
SFCは同図Ｄに示すようにこのサイクルスリツプ
が生じた期間抜けることになる。一方、ドロツプ
アウトの期間においてはウインドウパルスP_Wの
パルス幅内にフレーム同期信号は存在しないから
ゲート回路３０４の出力にはフレーム同期信号の
検出信号は現われない。しかしドロツプアウトが
生じる前のフレーム同期信号によつてカウンタ３
０７が正しくクリアされていれば、カウンタ３０
７からは正しいフレーム周期の信号が得られ、こ
れがオアゲートを通じてフレーム同期信号として
出力端３１７に取り出されることになる。

第５図は同様にサイクルスリツプ及びドロツプ
アウトが生じたときで、この例はサイクルスリツ
プが生じたことによつてフレーム周期よりも長い
期間が生じた場合である。この場合にはカウンタ
３０７はキヤリーパルスSFCを発生した後にゲー
ト回路３０４から得られる信号によつてクリアさ
れるのでパルスSFCはこのサイクルスリツプが生
じた後の期間の長さが正規のものとは異つたもの
となる。しかしオアゲート３０６の出力SFGと
しては同図Ｅに示すようなものが得られる。

第６図は疑似同期パルスの混入した場合及び再
生装置をサーチモードにしたことによつてフレー
ム同期信号が長期に亘つて欠如した場合である。
この場合には疑似同期パルスがウインドウパルス
幅内に入ることは極めて希であることからこの疑
似同期パルスが除去された状態でゲート回路３０
４よりフレーム同期信号が得られる。一方、ゲー
ト回路３０４よりフレーム同期信号の検出信号
SFWが得られないサーチモードの期間において
は監視用のカウンタ３１２において例えば３フレ
ーム期間フレーム同期信号がないことが検出され
ると、このカウンタ３１２の出力信号SL（同図
Ｆ）によつてゲート回路３０４が開放状態とされ
サーチモードの後にノーマルモードとなつたこと
により検出されるフレーム同期信号がゲート回路
３０４よりゲートされると、これによつて監視用
カウンタ３１２がロードされるとともにカウンタ
３０７がクリアされる。したがつてカウンタ３０
７の出力パルスSFCは同図Ｄに示すようにサーチ
モードの後の時点において若干不連続とはなるも
ののその後は正しいフレーム周期の信号が得られ
るようになる。

こうして、フレーム同期信号の補償回路３００
からはドロツプアウト等の影響が補償された状態
で、フレーム同期信号の検出信号SFGが得られ
るとともに、フレーム同期信号が安定に検出され
ているかどうかの信号SLが得られ、これにより
位相サーボ系２００を速度サーボ系１００に付加
するかどうかが前述のようにして制御される。

以上述べたようにして、この発明によれば、速
度サーボ系に位相サーボ系を付加するかどうかを
フレーム同期信号が再生信号から安定に得られる
かどうかを監視する監視回路の出力により良好に
制御できる。したがつて、任意に位相サーボが速
度サーボに付加されてしまうことにより回転サー
ボが誤動作を起こすというような欠点がなくな
る。

そして、監視回路は再生状態や、再生信号の状
況に即応して動作するものであるから、その出力
信号を位相サーボ系を生かすか殺すかの信号に用
いることはサーボ系を常に正しく動作させるのに
最適であるという利点がある。

なお、この発明はPCMオーデイオデイスクの
再生装置に限らず、再生サーボ系に速度（周波
数）サーボ系と、位相サーボ系を有するととも
に、デジタル信号がベースバンド記録されてお
り、その再生をなす場合にフレーム周期（ブロツ
ク同期信号）を検出するようにするデジタル信号
の再生装置の全てに適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はデジタル信号の再生装置の回転サーボ
系の一例の系統図、第２図はその説明のための波
形図、第３図はその要部の一例の系統図、第４図
〜第６図は第３図例の説明のための波形図であ
る。１００は速度サーボ系、２００は位相サーボ
系、３００はフレーム同期信号の補償回路、３１
２は監視回路を構成するカウンタである。

Claims

【特許請求の範囲】

１ランレングスリミテツドコードで変調される
とともに単位時間分毎にブロツク化され、このブ
ロツク単位のデータに対して上記ランレングスリ
ミテツドコードの通常の変調では現われないピツ
トパターンが同期信号として付加された状態のデ
ジタル信号を再生する装置であつて、再生された
上記デジタル信号から上記同期信号を検出する検
出回路と、この検出回路からの上記同期信号の検
出信号をゲートするゲート回路と、このゲート回
路の出力信号に基づいて上記同期信号が得られる
時点の前後の若干の期間分のパルス幅を有するウ
インドウパルスを形成し、このウインドウパルス
を上記ゲート回路に供給して上記パルス幅区間上
記ゲート回路を開となすウインドウパルス形成回
路と、上記ゲート回路の出力信号によつてクリア
されるとともに上記ウインドウパルス形成回路よ
り得られるフレーム周期の信号をクロツクとして
カウントし、そのカウント値が設定された値以上
になつたとき、上記ゲート回路を強制的に開放状
態にして上記ウインドウパルスの位相が再生デジ
タル信号のフレーム同期信号の位相とずれている
ことを補正する監視回路とを有し、上記監視回路
の出力信号により速度サーボ系に位相サーボ系を
付加するかどうかを制御するようにしたデジタル
信号の再生装置。