JPH0375085B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （発明の技術分野） この発明は、マイクロ波装置の整合回路に関す
るものである。

（従来技術） 一般にマイクロ波増幅器に使用される半導体増
幅素子の利得は、−6dB／octと言う周波数特性を
持ち、その入力および出力インピーダンスは非常
に高いことが知られている。また半導体増幅素子
の持つ遮断周波数特性は、半導体技術の進歩とと
もに改善され広帯域化が進んでいる。従つて、マ
イクロ波増幅器を構成する場合、マイクロ波電力
の不要な反射を減じ良好なマイクロ波特性を得る
ために、信号源とマイクロ波増幅器間、マイクロ
波増幅器と次段の回路間ではそれぞれインピーダ
ンス整合を行なうことが必要である。

インピーダンスの整合方法は大きく２つに大別
できる。第１の方法は、コンデンサ、インダク
タ、または誘電体基板上に構成された線路、スタ
ブなど損失のない素子を用いた無損失ネツトワー
クによる方法である。第２の方法は抵抗器と前記
無損失素子とを組合わせた損失を含むネツトワー
クによる方法である。第２の方法は、損失による
増幅器の利得の低下を招くために、特殊な場合を
除き一般には使用されず、無損失ネツトワークに
よる第１の方法が採用されることが多い。無損失
ネツトワークでは、使用周波数が比較的低い
UHF帯までは、コンデンサ、インダクタなどの
素子が使用されるが、使用周波数が高くなるに従
い正確な小容量、小インダクタンスが要求され、
コンデンサ、インダクタなどの素子では困難な事
がある。このためマイクロ波帯では誘電体上に構
成されたマイクロストリツプ線路等により整合が
取られる。

第１２図、第１３図は、従来のマイクロ波回路
とその斜視図であり、入力端子１１に供給された
入力信号は、直流カツトコンデンサ１２、主線路
１３を介して半導体増幅素子１４に入力され、そ
の増幅出力は主線路１５、コンデンサ１６を介し
て出力端子１７に導出される。更に主線路１３，
１５には、オープンスタブ１８，１９が設けられ
ている。また１０は誘電体基板であり、１０ａは
アースパターンである。

上記の回路、整合は次のように得られている。
即ち、マイクロ波回路では、入力出力端子１１，
１７におけるインピーダンスは、使用周波数帯域
において特性インピーダンスZoと言う周波数に
無関係な値、たとえば50Ωに取られるのが一般的
である。半導体増幅器（FET）は入力出力イン
ピーダンスが高いためにこれを特性インピーダン
スに整合させる必要がある。このための整合回路
は、伝送線路とオープンあるいはシヨート線路に
より構成される。伝送線路は線路長および特性イ
ンピーダンスを有し、負荷インピーダンスに対す
る位相及びインピーダンスを変化させることがで
きる。また前記伝送線路とオープンあるいはシヨ
ート線路は、アドミタンスを変化させることがで
きる。

上記の回路は第１４図に示すように、使用周波
数帯域においてインピーダンスの整合がとられて
いる場合、電力の反射はなく増幅器としての利得
は大きくなるが、使用周波数帯域外においては、
電力の反射が大きくなるため利得は小さくなる。
しかし整合回路は、使用帯域のみならず、これよ
り高いある特定の周波数においても整合状態に近
付くため、この周波数帯域においても利得が大き
くなる。つまり第１４図に示すように4GHz帯以
外の7GHz帯においても利得が高くなる。また第
１４図には、上記の回路の安定係数Ｋも示してい
る。安定係数が、１以上であれば回路の入力出力
負荷インピーダンスに関係なく回路は安定であ
り、１以下の時は入力出力負荷のインピーダンス
によつては増幅器は不安定となつたり発振したり
する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記した従来の回路によると、第１４図に示す
ように安定係数Ｋは12GHz帯において、１以下と
なり増幅器の入力出力の負荷インピーダンスの条
件によつては発振または不安定な動作を起こす。
従つて無損失の整合回路を用いた従来の増幅器で
は、増幅器の使用周波数帯域のみならず、使用半
導体増幅素子の最大発振周波数と負荷の条件まで
も考慮に入れて設計をしなければならないと言う
煩わしさがあつた。

そこでこの発明は上記の事情に鑑みてなされた
もので、簡単な構成でマイクロ波特性を改善で
き、設計上で特別に使用周波数帯域外までも苦慮
する必要がなく、また混合器に適用すれば広帯域
で秀れた整合を得るマイクロ波装置の整合回路を
提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） この発明は例えば第１図に示すように、主線路
とスタブとの間に、使用周波数帯において低いイ
ンピーダンス、前記使用周波数帯より高い帯域に
おいて高いインピーダンスとなるコンデンサを少
なくとも含む可変インピーダンス回路を接続する
ことにより上記の目的を達成するものである。

（実施例） 以下この発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

第１図、第２図はこの発明の一実施例を示す回
路図と斜視図であり、入力端子１１には高周波入
力信号が供給され、この信号は直流カツトコンデ
ンサ１２、主線路１３を介して半導体増幅素子
（FET）１４に入力され、その増幅出力は主線路
１５、コンデンサ１６を介して出力端子１７に導
出される。ここまでの構成は、従来と同じであ
り、この発明は主線路１３とスタブ１８の接続構
成および主線路１５とスタブ１９の接続構成が従
来と異なる。即ち、主線路１３とスタブ１８の
間、および主線路１５とスタブ１９の間には、そ
れぞれコンデンサ２１，２２が接続されている。
半導体増幅素子（FET）１４はソース接地とし
て使用され、このソースは誘電体基板１０に形成
されたパターンに直接接続され、ゲート及びドレ
インは入力側整合回路、出力側整合回路に接続さ
れる。

上記の回路において、前記コンデンサ２１，２
２は使用周波数帯（4GHz）において自己の持つ
インピーダンスがほぼ零となる値に選定されてい
る。第３図はこれらコンデンサのインピーダンス
をＳパラメータで捕え、そのＳ１１の周波数特性
をスミスチヤートに示したものである。中心周波
数（この場合4GHz）より入力信号周波数が低い
ときは、コンデンサのキヤパシタンス成分がその
特性として現われるが、入力信号周波数が高くな
るにしたがつて、コンデンサのインダクタンス成
分と抵抗成分が大きくなるためこれが特性の主成
分を占めることになる。

よつて上記の構成によると、 使用周波数帯域においては、コンデンサ２
１，２２のインピーダンスは零と成り、オープ
ンスタブ１８，１９は通常の作用を得る。つま
りインピーダンス整合は無損失で得られる。

次に周波数が上昇するに従い、コンデンサ２
１，２２の持つインダクタンス成分と抵抗成分
が増加しインピーダンス整合は損失を含むネツ
トワークとなり、今まで反射されていた電力の
吸収が得られる。よつて増幅器としてはこの損
失のために不安定、発振要因が抑圧され、安定
化が図られたことになる。

第４図は上記の増幅回路の利得および安定係数
の周波数特性を示している。この周波数特性から
明らかなように、使用しない12GHz付近において
は安定係数は従来の0.9程度から、1.8と大きくな
り、半導体増幅素子のマイクロ波特性のばらつ
き、温度変動によるばらつきを考慮しても増幅器
の安定度は極めて高くなる。上記の実施例では、
オープンスタブ１８，１９と主線路の間にコンデ
ンサ２１，２２を接続したが、シヨートスタブと
主線路との間にコンデンサを設けるようにしても
よい。

このように本発明は、非常に簡単な構成で、使
使用周波数帯以外で装置の安定度を向上し、又量
産性のよい安価な整合回路を得ることができる。

上記の実施例では主として使用周波数よりも高
い周波数帯域において、整合回路が損失を含むよ
うにコンデンサ２１，２２の特性を利用したが、
更に使用周波数よりも低い周波数帯域においても
不安定要因を除くようにしてもよい。即ち、第１
４図の特性を見てもわかるように、増幅器の安定
係数は、使用周波数帯（4GHz）より低い周波数
帯においても１以下となり、負荷の条件によつて
は不安定動作を得る可能性がある。このような不
安定動作を防止するようにした実施例が、第５
図、第６図に示す実施例である。

第５図、第６図において第１図と同じ部分には
同一符号を付して説明する。この実施例の場合、
コンデンサ２２に対し、並列となる抵抗２３を接
続するものである。この抵抗２３の値は例えば数
Ω乃至数百Ωである。この実施例によると、先の
実施例の、で述べた作用に加えて、 入力信号周波数が使用周波数帯より低くなつ
た場合、コンデンサ２２の持つインピーダンス
が大きくなるため抵抗２３の影響が大きくな
る。従つてこの場合も整合回路は抵抗成分を含
む損失の有る回路として作用し、周波数が上昇
した場合と同様に増幅器の安定化が得られる。

第７図は上記の実施例による増幅器の周波数特
性である。この特性からわかるように、安定係数
は2GHzにおいては従来の0.9から１以上へ、また
8GHz以上においては従来の2.0前後から4.0前後へ
と改善されている。

上記の実施例はマイクロ波増幅器における不要
電力の吸収について説明したが、この発明は、マ
イクロ波混合回路に適用してもその効果を有効に
発揮するものである。

第８図は、混合回路に適用した実施例を示して
いる。高周波入力信号は、入力端子３１に供給さ
れる。入力端子３１はバンドパスフイルタ３２の
入力側線路に接続され、このバンドパスフイルタ
３２の出力線路は、混合ダイオード３３のアノー
ド端子に接続される。そしてこの混合ダイオード
３３のカソードは、バンドパスフイルタ３４の一
方の線路に接続され、このバンドパスフイルタ３
４の他方の線路は局部発振信号供給端子３５に接
続される。更に前記混合ダイオード３３のカソー
ドは低域フイルタ３６を介して、中間周波出力端
子３７に接続される。この回路において、線路部
３８，３９は直流電流の帰還路である。さらにダ
イオード３３のアノード側に近接して配置された
オープンスタブ４０は、端子３５から供給される
局部発振信号が高周波信号入力端子３１側に漏洩
するのを防止するためのものである。従つてこの
オープンスタブ４０は、局部発振信号の波長λの
１／４の線路長を有する。さらにこのオープンスタ
ブ４０と線路部３８との間に抵抗４１とコンデン
サ４２の並列回路が接続されている。コンデンサ
４２は、ここでは使用周波数である局部発振信
号、高周波信号に対して充分な通過特性を持ち、
低周波に対しては比較的高いインピーダンスとな
る値に選定されている。また抵抗４１は、低周波
に対してコンデンサ４２に比べて低いインピーダ
ンスとなるように選定されている。

上記の混合器の整合回路においても、使用周波
数の信号に対しては無損失であり、不要な反射波
に対しては損失を生じさせ、良好な中間周波信号
を得るのに寄与することができる。以下その動作
を第９図、第１０図を参照して説明する。今第９
図のような混合回路を考え、端子３７からは中間
周波信号IF１が得られるものとする。この端子
３７の信号IF１は、実線で示すようにオープン
スタブ３２Ａ，３４Ａ，４０Ａの開放端まで達
し、各々の開放端で反射し破線で示すように端子
３７に戻つてくる反射波IF２となる。この発明
を適用しない従来のものであると、端子３７にお
ける反射損失は、第１０図に破線で示すようにな
る。ところが本発明を適用した場合、反射損失
は、第１０図に実線で示すようになり、反射波が
低減される。一方、局部発振信号に対しては、オ
ープンスタブ４０により入力端子３１への漏洩防
止が得られ、抵抗４１、コンデンサ４２を設けた
からといつて高周波入力端の整合、変換損失など
他の特性に影響はない。

第１１図は更に他の実施例である。第８図と同
一部には同一符号を付している。この実施例の場
合、混合ダイオード３３のカソードとバンドパス
フイルタ３４の線路３４Ａとの間に抵抗４３とコ
ンデンサ４４の並列回路を接続するものである。
この回路を加えた場合、バンドパスフイルタ３４
による反射波（低周波）に対して損失効果を得る
ことができ、一層良好な中間周波信号を得るのに
有効となる。なおオープンスタブ４０としての線
路の配置は、第８図の配置の他に、第１１図のよ
うに配置しても良く、更に低周波出力端子３７の
整合以外の特性を考慮して選定することができ
る。

このように混合器にこの発明を適用すると、簡
単な構成により、低周波出力端は、混合器に対し
て秀れた広帯域整合を得る。またこの発明は、他
の特性に影響がないため設計を終えた段階でも容
易に実施することができるという利点もある。更
に整合回路としては簡単であり、装置の小形化、
低価格化にも有利である。従来の混合回路は、出
力端子は他の周波数に比べ非常に低い周波数であ
るため不整合を生じることが多く次段の回路との
不整合も生じリツプルを生じることがあつたがこ
の発明を適用することで解決できた。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明は、簡単な構成で
マイクロ波特性を改善でき、設計上で特別に使用
周波数帯域外までも苦慮する必要がなく、また混
合器に適用すれば出力端子では広帯域で秀れた整
合を得るマイクロ波装置の整合回路を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第
２図は第１図の回路の斜視図、第３図はこの発明
に係わるコンデンサの特性説明図、第４図は第１
図の回路の周波数特性図、第５図、第６図はこの
発明の他の実施例を示す回路図および斜視図、第
７図は第５図の回路の周波数特性図、第８図は更
にこの発明の他の実施例を示す回路図、第９図、
第１０図は第９図の回路と従来の回路動作を説明
するのに示した図、第１１図は更にまたこの発明
の他の実施例を示す回路図、第１２図、第１３図
は従来のマイクロ波回路とその斜視図、第１４図
は第１２図の回路の周波数特性図である。 １３，１５……主線路、１８，１９，４０……
スタブ、２１，２２，４２，４４……コンデン
サ、２３，４１，４３……抵抗、１４……半導体
増幅素子、３３……混合ダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体基板と、この基板上に形成され、半導
   体素子との間の高周波信号の伝送を行なう主線路
   と、この主線路に近接して前記基板上に形成され
   この主線路と前記半導体素子との整合を得るため
   のスタブとから成るマイクロ波装置の整合回路に
   おいて、前記主線路と前記スタブとの間に、所定
   の高周波信号に対しては低インピーダンスを呈
   し、不要信号に対しては高インピーダンスを呈す
   る少なくともコンデンサを含む可変インピーダン
   ス回路を接続したことを特徴とするマイクロ波装
   置の整合回路。 ２ 前記可変インピーダンス回路は前記コンデン
   サと並列接続された抵抗体を有することを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載のマイクロ波装置
   の整合回路。 ３ 前記可変インピーダンス回路の一端は、マイ
   クロ波増幅器の増幅素子に接続された主線路に接
   続されたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のマイクロ波装置の整合回路。 ４ 前記可変インピーダンス回路の一端は、マイ
   クロ波装置の混合素子が接続された主線路に接続
   されたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載のマイクロ波装置の整合回路。