JPH0375877B2 - - Google Patents
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- JPH0375877B2 JPH0375877B2 JP63019743A JP1974388A JPH0375877B2 JP H0375877 B2 JPH0375877 B2 JP H0375877B2 JP 63019743 A JP63019743 A JP 63019743A JP 1974388 A JP1974388 A JP 1974388A JP H0375877 B2 JPH0375877 B2 JP H0375877B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電子楽器における楽音発生器に関する
もので更に詳しく云えば周波数変調によるデイジ
タル楽音シンセサイザの改良に関する。
もので更に詳しく云えば周波数変調によるデイジ
タル楽音シンセサイザの改良に関する。
楽音発生を目的とした周波数変調技術の使用
は、J.M.Chowing著，“周波数変調による複雑な
オーデイオスペクトロールの合成”と題する論文
（J.Aud.Eng.Soc.Vol.21.No.7.1973年９月，526−
534頁）に述べられている。また米国特許第
4018121号Chowningにも、独特な楽音を発生さ
せるために周波数変調理論を実行に移すためのデ
イジタルシステムが述べられている。
は、J.M.Chowing著，“周波数変調による複雑な
オーデイオスペクトロールの合成”と題する論文
（J.Aud.Eng.Soc.Vol.21.No.7.1973年９月，526−
534頁）に述べられている。また米国特許第
4018121号Chowningにも、独特な楽音を発生さ
せるために周波数変調理論を実行に移すためのデ
イジタルシステムが述べられている。
周波数変調信号を定義するための一般式は次の通
りである。
りである。
ｘ（ｔ）＝Asin〔2πfcｔ＋Msin（2πfnｔ）〕 (1)
但し、fcは搬送波周波数、fmは変調周波数、Ｍ
は変調指数である。三角余弦関数
（trigonometric cosine function）を用いること
によつて式(1)と全く等しい式が得られる。周波数
変調が側波帯構造をつくり出すことは周知であ
る。もし、式(1)において、変調周波数fmが搬送
波周波数fcに等しくなされると、その結果生じる
信号ｘ（ｔ）は、搬送波と、搬送波周波数と高調
波的（harmonically）に関係した側波帯とから
構成される。搬送波と変調周波数との間のその他
の諸関係は、種々の音色構造をつくり出すであろ
う。
は変調指数である。三角余弦関数
（trigonometric cosine function）を用いること
によつて式(1)と全く等しい式が得られる。周波数
変調が側波帯構造をつくり出すことは周知であ
る。もし、式(1)において、変調周波数fmが搬送
波周波数fcに等しくなされると、その結果生じる
信号ｘ（ｔ）は、搬送波と、搬送波周波数と高調
波的（harmonically）に関係した側波帯とから
構成される。搬送波と変調周波数との間のその他
の諸関係は、種々の音色構造をつくり出すであろ
う。
しかしながら、この周波数変調による楽音発生
器は、鐘や、金管楽器のような独特な音は比較的
容易に合成できるが、ピアノやバイオリンのよう
な一般的な音の合成には向いていない、というよ
うな問題がある。
器は、鐘や、金管楽器のような独特な音は比較的
容易に合成できるが、ピアノやバイオリンのよう
な一般的な音の合成には向いていない、というよ
うな問題がある。
本発明は、このような点を改良した電子楽器の
楽音発生器を提供する。
楽音発生器を提供する。
周波数変調により楽音を合成する電子楽器（第
７図）において、周波数変調を行なうための変調
波信号を発生する第１の波形発生手段１１０，３
０１，３０２と、搬送波として高調波を含む任意
な波形を発生する第２の波形発生手段１１０，３
５と、前記第１の波形発生手段から出力される変
調波信号を入力とし、与えられた変調指数によつ
て前記変調波信号の量を制御する第１の制御手段
３０３と、前記第１の制御手段によつて制御され
た変調波信号に対し前記第２の波形発生手段から
搬送波信号を出力させるよう制御する第２の制御
手段１１０とを具えたことを特徴とする。
７図）において、周波数変調を行なうための変調
波信号を発生する第１の波形発生手段１１０，３
０１，３０２と、搬送波として高調波を含む任意
な波形を発生する第２の波形発生手段１１０，３
５と、前記第１の波形発生手段から出力される変
調波信号を入力とし、与えられた変調指数によつ
て前記変調波信号の量を制御する第１の制御手段
３０３と、前記第１の制御手段によつて制御され
た変調波信号に対し前記第２の波形発生手段から
搬送波信号を出力させるよう制御する第２の制御
手段１１０とを具えたことを特徴とする。
本発明によれば従来搬送波として使用されてい
た関数をサイン（コサイン）関数に限らず高調波
成分を含む関数を搬送波を使用することによつて
より多彩な楽音発生可能な周波数変調型楽音発生
器を提供する。
た関数をサイン（コサイン）関数に限らず高調波
成分を含む関数を搬送波を使用することによつて
より多彩な楽音発生可能な周波数変調型楽音発生
器を提供する。
この発明を更によく理解するためには、添付の
図面を参照すべきである。
図面を参照すべきである。
本発明は、米国特許第3515792号に述べられて
いるデイジタルオルガン、米国特許第3809786号
に述べられているコンピユータオルガン、或いは
1975年８月11日出願の米国特許第4085644号（特
開昭52−27621）に述べられている複音シンセサ
イザのような種々の型のデイジタル楽音発生器或
いはデイジタル楽音シンセサイザに応用できるも
のであり、その各々はここに参照によつて組込ま
れている。
いるデイジタルオルガン、米国特許第3809786号
に述べられているコンピユータオルガン、或いは
1975年８月11日出願の米国特許第4085644号（特
開昭52−27621）に述べられている複音シンセサ
イザのような種々の型のデイジタル楽音発生器或
いはデイジタル楽音シンセサイザに応用できるも
のであり、その各々はここに参照によつて組込ま
れている。
複音シンセサイザに応用した本発明は、第１図
のブロツク図に示されている。複音シンセサイザ
においては、発生される波形の１周期に沿つて等
間隔におかれた一連の点の振幅をあらわす主デー
タ組（セツト）は、計算モードの期間中に計算さ
れる。ついでそのデータ組（セツト）は音調シフ
トレジスタ３５へ転送され、そこから振幅値は、
発生される楽音の基本周波数によつて決定される
速度で直列的に変化される（shift out）。シフト
アウトされたデータ組の連続したデイジタル値は
Ｄ−Ａ変換器７８へ加えられその変換器は、シフ
トレジスタから読み出されたデイジタルデータの
値の変化とともに振幅を変化するアナログ電圧を
発生させる。
のブロツク図に示されている。複音シンセサイザ
においては、発生される波形の１周期に沿つて等
間隔におかれた一連の点の振幅をあらわす主デー
タ組（セツト）は、計算モードの期間中に計算さ
れる。ついでそのデータ組（セツト）は音調シフ
トレジスタ３５へ転送され、そこから振幅値は、
発生される楽音の基本周波数によつて決定される
速度で直列的に変化される（shift out）。シフト
アウトされたデータ組の連続したデイジタル値は
Ｄ−Ａ変換器７８へ加えられその変換器は、シフ
トレジスタから読み出されたデイジタルデータの
値の変化とともに振幅を変化するアナログ電圧を
発生させる。
主データ組は、例えば楽音波形の1/2サイクル
を構成する32の点の振幅を計算し、これら32の数
値を反転（complementing）して残りの1/2サイ
クルを構成する更に付加的な32個の点をえて、楽
音発生器の音調シフトレジスタに64個の振幅値を
提供することによつて、計算モードの期間中に発
生される。主データ組中の32個の数値の各々は、
一般的に用いられているフーリエ解析に従つて、
基本波の対応する32個の点の振幅と各高調波とを
加算することによつて計算される。各高調波は正
弦波であるので、各高調波の諸点は、正弦波関数
表を用いて計算される。正弦波関数表の出力は、
係数表からえられる特定の高調波の振幅係数を乗
算される。いろいろな係数表を選択することによ
つて、相対的振幅は、従つて結果として生じる可
聴音の音質は制御されることができる。
を構成する32の点の振幅を計算し、これら32の数
値を反転（complementing）して残りの1/2サイ
クルを構成する更に付加的な32個の点をえて、楽
音発生器の音調シフトレジスタに64個の振幅値を
提供することによつて、計算モードの期間中に発
生される。主データ組中の32個の数値の各々は、
一般的に用いられているフーリエ解析に従つて、
基本波の対応する32個の点の振幅と各高調波とを
加算することによつて計算される。各高調波は正
弦波であるので、各高調波の諸点は、正弦波関数
表を用いて計算される。正弦波関数表の出力は、
係数表からえられる特定の高調波の振幅係数を乗
算される。いろいろな係数表を選択することによ
つて、相対的振幅は、従つて結果として生じる可
聴音の音質は制御されることができる。
第１図のブロツク図に更に詳しく示すように、
上記の米国特許第4085644号に述べた複音シンセ
サイザは、楽器鍵盤の鍵が何時押鍵されるかを検
出する音調検出・割出（detect and assingnor）
回路１４を具えている。音調検出・割当回路１４
は、鍵が作動させられているという信号を実行制
御回路１６へ送り、実行制御回路１６は計算サイ
クルを開始させる。回路１４は米国特許第
4022098号（特開昭52−44626）に詳しく述べられ
ている。
上記の米国特許第4085644号に述べた複音シンセ
サイザは、楽器鍵盤の鍵が何時押鍵されるかを検
出する音調検出・割出（detect and assingnor）
回路１４を具えている。音調検出・割当回路１４
は、鍵が作動させられているという信号を実行制
御回路１６へ送り、実行制御回路１６は計算サイ
クルを開始させる。回路１４は米国特許第
4022098号（特開昭52−44626）に詳しく述べられ
ている。
上記の米国特許第4085644号（特開昭52−
27621）に詳しく述べてあるように、計算サイク
ルは、32までカウントする語カウンタ１９と、32
までカウントする高調波カウンタ２０によつて制
御される。実行制御回路１６は、語カウンタが主
クロツク１５からのクロツクパルスに応答して32
までカウントする度毎に高調波カウンタを進め
る。高調波カウンタ２０の出力は、語カウンタが
１カウント進める度毎に、ゲート２２を経て加算
器−アキユムレータ２１へ印加される。加算器−
アキユムレータ２１は、高調波カウンタ２０のカ
ウント状態をアキユムレータに累算された値に加
算する。従つて、アキユムレータは最初の（第
１）高調波に対しては１の乗算値を32回カウント
する。第２の高調波に対しては２の乗算値を、第
３の高調波に対しては３の乗算値をカウントし、
以下これに準ずる。アキユムレータ２１の出力
は、メモリ・アドレス・デコーダ２３に印加さ
れ、表２４に記憶されている１組の正弦値をアド
レスする。各正弦関数値が表２４から読み出され
ると、その関数値には、２６および２７に示すよ
うな高調波係数メモリのうちの１つからの高調波
係数が乗算される。高調波係数は、高調波カウン
タ２０のカウント状態に応じてメモリ・アドレ
ス。デコーダ２５により、選択されたメモリにお
いてアドレスされるので、各高調波に対して１つ
の特定の係数値が与えられる。乗算器２８の出力
は、加算器３３を経て主レジスタ３４へ転送され
るが、その加算器３３は、可聴波形（オーデイオ
波形）の1/2サイクルの32のサンプル点の各々に
ついて、各高調波の振幅を前に計算された高調波
の総和に加算する。計算サイクルが完了した時点
において、主レジスタ３４は、発生される楽音の
所望の波形の1/2サイクルを構成する等間隔に配
置された329点の振幅に対応する32語を具える。
32の点の計算は32回くり返されねばならないこ
と、即ちシステムが設計されている32の高調波の
各々について１回づつ計算されねばならないこと
が理解される。従つて、主レジスタ３４のマスタ
ーデータセツト組を計算するためには、全部で32
×32の乗算が必要である。
27621）に詳しく述べてあるように、計算サイク
ルは、32までカウントする語カウンタ１９と、32
までカウントする高調波カウンタ２０によつて制
御される。実行制御回路１６は、語カウンタが主
クロツク１５からのクロツクパルスに応答して32
までカウントする度毎に高調波カウンタを進め
る。高調波カウンタ２０の出力は、語カウンタが
１カウント進める度毎に、ゲート２２を経て加算
器−アキユムレータ２１へ印加される。加算器−
アキユムレータ２１は、高調波カウンタ２０のカ
ウント状態をアキユムレータに累算された値に加
算する。従つて、アキユムレータは最初の（第
１）高調波に対しては１の乗算値を32回カウント
する。第２の高調波に対しては２の乗算値を、第
３の高調波に対しては３の乗算値をカウントし、
以下これに準ずる。アキユムレータ２１の出力
は、メモリ・アドレス・デコーダ２３に印加さ
れ、表２４に記憶されている１組の正弦値をアド
レスする。各正弦関数値が表２４から読み出され
ると、その関数値には、２６および２７に示すよ
うな高調波係数メモリのうちの１つからの高調波
係数が乗算される。高調波係数は、高調波カウン
タ２０のカウント状態に応じてメモリ・アドレ
ス。デコーダ２５により、選択されたメモリにお
いてアドレスされるので、各高調波に対して１つ
の特定の係数値が与えられる。乗算器２８の出力
は、加算器３３を経て主レジスタ３４へ転送され
るが、その加算器３３は、可聴波形（オーデイオ
波形）の1/2サイクルの32のサンプル点の各々に
ついて、各高調波の振幅を前に計算された高調波
の総和に加算する。計算サイクルが完了した時点
において、主レジスタ３４は、発生される楽音の
所望の波形の1/2サイクルを構成する等間隔に配
置された329点の振幅に対応する32語を具える。
32の点の計算は32回くり返されねばならないこ
と、即ちシステムが設計されている32の高調波の
各々について１回づつ計算されねばならないこと
が理解される。従つて、主レジスタ３４のマスタ
ーデータセツト組を計算するためには、全部で32
×32の乗算が必要である。
計算モードが完了した時点において、その32語
は、鍵盤上で押鍵された鍵のピツチによつて決ま
るクロツク周波数を有する音調クロツクパルスと
同期して音調シフトレジスタ３５へ転送される。
ひとたび音調シフトレジスタ３５が主レジスタ３
４から負荷されると、点ごとの振幅情報が直列的
にＤ−Ａ変換器７８へシフトされ、該変換器は連
続的な語を所望の波形及び周波数を有するアナロ
グ電圧に変換する。Ｄ−Ａ変換器の出力は、可聴
音（オーデイオトーン）を再生するために音響シ
ステム１１へ加えられる。
は、鍵盤上で押鍵された鍵のピツチによつて決ま
るクロツク周波数を有する音調クロツクパルスと
同期して音調シフトレジスタ３５へ転送される。
ひとたび音調シフトレジスタ３５が主レジスタ３
４から負荷されると、点ごとの振幅情報が直列的
にＤ−Ａ変換器７８へシフトされ、該変換器は連
続的な語を所望の波形及び周波数を有するアナロ
グ電圧に変換する。Ｄ−Ａ変換器の出力は、可聴
音（オーデイオトーン）を再生するために音響シ
ステム１１へ加えられる。
本発明は、上述した周波数変調の理論を用い
て、主レジスタ３４内の主データリストを計算す
るための著しく単純化した配置を提供する。式(1)
は不連続（discrete）時系列として下記の形に書
き換えることができる。
て、主レジスタ３４内の主データリストを計算す
るための著しく単純化した配置を提供する。式(1)
は不連続（discrete）時系列として下記の形に書
き換えることができる。
XN＝ Ａ sin〔πN／32＋Msin（πN／32）〕 (2)
Ｎ＝１，２，……64
式(2)の不連続時系列は、変調周波数fmが搬送
波周波数fcに等しく、１周期あたり64のサンプル
を有する波形用に書かれているという仮定に基づ
いている。しかし、XNはＮの中央の範囲につい
て奇対称（odd symmetry）を示すので、Ｎの最
初の32の値だけを計算すればよい。残りの32の値
は、最初の32の値の順序を反転し、逆転すること
によつて得られる。
波周波数fcに等しく、１周期あたり64のサンプル
を有する波形用に書かれているという仮定に基づ
いている。しかし、XNはＮの中央の範囲につい
て奇対称（odd symmetry）を示すので、Ｎの最
初の32の値だけを計算すればよい。残りの32の値
は、最初の32の値の順序を反転し、逆転すること
によつて得られる。
式(2)によつて32の値を計算し、それらの値を計
算モードの期間中に主レジスタ３４に負荷するた
めには、第１図に示すような上述の複音シンセサ
イザは下記の方法で部分修正される。FMモード
で作動させる場合は、正弦波関数表２４は、Ｎの
各値およびＭの所定値について式(2)のカツコ内の
量の値を決定することによつてアドレスされる。
実行制御回路１６からの線１０５上の信号に応答
して、正弦波関数表２４からのアドレスされた情
報の出力は、高調波係数ではなくて一定の値が乗
算される。正弦波関数表２４をアドレスするアド
レス情報は、Ｎの数値を決定するために語カウン
タ１９を用いて計算される。ゲート２２は実行制
御回路１６からの線１０６によつて閉じられ、加
算器−アキユムレータ２１はその機能が抑止され
る。そこでFMモードの語カウンタ１９の出力
は、第２の正弦波関数表１２４をアドレスするた
めに、加算器−アキユムレータ２１を経て直接に
メモリアドレスデコーダ１２３の入力へ転送され
る。第１の正弦波関数表１２４と同じく、正弦波
関数表１２４はＮ／32の32の正弦波関数値を記憶
している。語カウンタ１９によつて正弦波関数表
１２４から読み出される連続的正弦波関数値に
は、それぞれスケーラ１０４によりスケールフア
クタＭが乗算される。Ｍの値は入力偏移制御信号
によつて決定される。この入力偏移制御信号は、
例えばM1，M2など一定の値から手動で選ぶこと
もできるし、或いはスイツチ１００によつて複音
シンセサイザのアタツク／レリーズ発生器１０３
から誘導されることもでき、従つて変化する音色
効果を発生させる時間の関数としてＭを変化させ
ることができる。
算モードの期間中に主レジスタ３４に負荷するた
めには、第１図に示すような上述の複音シンセサ
イザは下記の方法で部分修正される。FMモード
で作動させる場合は、正弦波関数表２４は、Ｎの
各値およびＭの所定値について式(2)のカツコ内の
量の値を決定することによつてアドレスされる。
実行制御回路１６からの線１０５上の信号に応答
して、正弦波関数表２４からのアドレスされた情
報の出力は、高調波係数ではなくて一定の値が乗
算される。正弦波関数表２４をアドレスするアド
レス情報は、Ｎの数値を決定するために語カウン
タ１９を用いて計算される。ゲート２２は実行制
御回路１６からの線１０６によつて閉じられ、加
算器−アキユムレータ２１はその機能が抑止され
る。そこでFMモードの語カウンタ１９の出力
は、第２の正弦波関数表１２４をアドレスするた
めに、加算器−アキユムレータ２１を経て直接に
メモリアドレスデコーダ１２３の入力へ転送され
る。第１の正弦波関数表１２４と同じく、正弦波
関数表１２４はＮ／32の32の正弦波関数値を記憶
している。語カウンタ１９によつて正弦波関数表
１２４から読み出される連続的正弦波関数値に
は、それぞれスケーラ１０４によりスケールフア
クタＭが乗算される。Ｍの値は入力偏移制御信号
によつて決定される。この入力偏移制御信号は、
例えばM1，M2など一定の値から手動で選ぶこと
もできるし、或いはスイツチ１００によつて複音
シンセサイザのアタツク／レリーズ発生器１０３
から誘導されることもでき、従つて変化する音色
効果を発生させる時間の関数としてＭを変化させ
ることができる。
スケーラ１０４の出力は、加算器１０１によつ
て語カウンタ１９からＮの値に加えられ、正弦波
関数表２４をアドレスするためにメモリアドレス
デコーダ２３に印加される。従つて、語カウンタ
１９が進む度ごとに、正弦波関数値は式(2)のXN
の数値に対応して主レジスタ３４へ転送される。
Ｎが３２をカウントすると、主レジスタ３４に記
憶されるＸの値は32個となり、計算サイクルが完
了する。このことにより、複音シンセサイザにつ
いて上述した米国特許第4085640号（特開昭52−
27621）に述べた方法によつて、音調シフトレジ
スタ３５へ転送するための主データリストが与え
られる。
て語カウンタ１９からＮの値に加えられ、正弦波
関数表２４をアドレスするためにメモリアドレス
デコーダ２３に印加される。従つて、語カウンタ
１９が進む度ごとに、正弦波関数値は式(2)のXN
の数値に対応して主レジスタ３４へ転送される。
Ｎが３２をカウントすると、主レジスタ３４に記
憶されるＸの値は32個となり、計算サイクルが完
了する。このことにより、複音シンセサイザにつ
いて上述した米国特許第4085640号（特開昭52−
27621）に述べた方法によつて、音調シフトレジ
スタ３５へ転送するための主データリストが与え
られる。
正弦波関数表２４は、０＜Ｎ＋M′＜32でsin
〔π／32（Ｎ＋M′）〕の値を記憶している固定メモ
リで構成される。メモリアドレス・デコーダ２３
は、独立変数（argument）Ｎ＋M′（但しＭは
32／πMsin（πN／32）に等しい）に対応して正弦
波関数表２４から正弦波関数値をアクセスする。
Ｎ＋M′は記憶された正弦波関数値のアドレスと
正確に一致しないことがあるかもしれない。しか
し、デコーダ２３は、記憶されたもののなかでも
最も近い正弦波関数値をアクセスするようにＮ＋
M′のの値を丸める（round off）。勿論、表の正
弦波関数値が大であればあるほど、正弦波関数値
をアドレスする際の丸め誤差は小さくなるであろ
う。基本周波数は、音調シフトレジスタ３５の移
送（シフト）速度によつて制御されるので、この
丸めから生じるどんな誤差も不快な可聴雑音は起
こさない。そのような誤差は、高調波内容を僅か
に変更し、従つて音質を変える効果を有する。
〔π／32（Ｎ＋M′）〕の値を記憶している固定メモ
リで構成される。メモリアドレス・デコーダ２３
は、独立変数（argument）Ｎ＋M′（但しＭは
32／πMsin（πN／32）に等しい）に対応して正弦
波関数表２４から正弦波関数値をアクセスする。
Ｎ＋M′は記憶された正弦波関数値のアドレスと
正確に一致しないことがあるかもしれない。しか
し、デコーダ２３は、記憶されたもののなかでも
最も近い正弦波関数値をアクセスするようにＮ＋
M′のの値を丸める（round off）。勿論、表の正
弦波関数値が大であればあるほど、正弦波関数値
をアドレスする際の丸め誤差は小さくなるであろ
う。基本周波数は、音調シフトレジスタ３５の移
送（シフト）速度によつて制御されるので、この
丸めから生じるどんな誤差も不快な可聴雑音は起
こさない。そのような誤差は、高調波内容を僅か
に変更し、従つて音質を変える効果を有する。
上記の説明において、本発明は、正弦波関数表
２４および１２４の正弦波関数値を使用するもの
として述べられているが、楽音に用いられるよう
な周期的波形については、その波形を表わすのに
一般化した高調波級数を使用できることは数字的
技術では周知である。そのような一般化した高調
波級数としては、式(1)および(2)に示した種類のフ
ーリエ級数のほかに、１群の直交関数系又は直交
多項式がある。直交多項式には、ルジヤンドル、
ゲーゲンバウアー、ヤコビ、エルミートの多項式
がある。直交関数系には、正弦波関数、余弦波関
数、三角関数は勿論ウオルシユ（walsh）、ベツ
セル（Bassel）関数が含まれる。“直交関数”と
いう術語は、三角関数と直交多項式とを包括する
ものとして使用されている。
２４および１２４の正弦波関数値を使用するもの
として述べられているが、楽音に用いられるよう
な周期的波形については、その波形を表わすのに
一般化した高調波級数を使用できることは数字的
技術では周知である。そのような一般化した高調
波級数としては、式(1)および(2)に示した種類のフ
ーリエ級数のほかに、１群の直交関数系又は直交
多項式がある。直交多項式には、ルジヤンドル、
ゲーゲンバウアー、ヤコビ、エルミートの多項式
がある。直交関数系には、正弦波関数、余弦波関
数、三角関数は勿論ウオルシユ（walsh）、ベツ
セル（Bassel）関数が含まれる。“直交関数”と
いう術語は、三角関数と直交多項式とを包括する
ものとして使用されている。
周期的三角波は、特にそのピーク値がその先端
を切られる場合には、正弦波に近似するものとし
て使用できることも周知である。従つて、第２図
に示すように、別の実施例では、第２図に示すよ
うに正弦波関数表１２４およびメモリアドレスデ
コーダ１２３の代りに位相カウンタ１１１を置き
換えてある。位相カウンタは、語カウンタ１９と
同期してカウントされるが、語カウンタが１から
32までカウントしている間に位相カウンタは１〜
16までカウントし、それからまた戻るように配置
されている。次いで位相カウンタ１１１の出力
は、スケーラ１０４によりＭの値に従つてスケー
ルされ、加算器１０１によりＮの値に加算され、
正弦波関数表２４をアドレスする。
を切られる場合には、正弦波に近似するものとし
て使用できることも周知である。従つて、第２図
に示すように、別の実施例では、第２図に示すよ
うに正弦波関数表１２４およびメモリアドレスデ
コーダ１２３の代りに位相カウンタ１１１を置き
換えてある。位相カウンタは、語カウンタ１９と
同期してカウントされるが、語カウンタが１から
32までカウントしている間に位相カウンタは１〜
16までカウントし、それからまた戻るように配置
されている。次いで位相カウンタ１１１の出力
は、スケーラ１０４によりＭの値に従つてスケー
ルされ、加算器１０１によりＮの値に加算され、
正弦波関数表２４をアドレスする。
上述したように、式(2)は、搬送周波数と変調周
波数が等しい場合に対して説明されたものであ
る。しかし、搬送周波数と変調周波数との間のそ
の他の関係を選択することによつて、他の音響効
果を発生させることができる。即ち、式(2)は更に
一般的な形として次のように書くことができる。
波数が等しい場合に対して説明されたものであ
る。しかし、搬送周波数と変調周波数との間のそ
の他の関係を選択することによつて、他の音響効
果を発生させることができる。即ち、式(2)は更に
一般的な形として次のように書くことができる。
XN＝Asin〔πK′N／32＋MsinπKN／32）〕 (3)
Ｋは便宜上整数として選定してあるが、整数に
限定されるものではない。Ｋを変える効果は、変
調周波数fmを搬送周波数の或る倍数に変えるこ
とにある。例えば、若し、Ｋが２の値をもつよう
に選択されると、偶数高調波は発生せず、その結
果生ずる楽音はクラリネツトに似た音質を有す
る。第３図は第１図の変形例を示すもので、乗算
器１１０は、Ｎの値にＫの値を乗算しその積をメ
モリアドレスデコーダ１２３に印加するように具
えられている。Ｋの値は、例えば音楽家によつて
手動で選択されてもよい。
限定されるものではない。Ｋを変える効果は、変
調周波数fmを搬送周波数の或る倍数に変えるこ
とにある。例えば、若し、Ｋが２の値をもつよう
に選択されると、偶数高調波は発生せず、その結
果生ずる楽音はクラリネツトに似た音質を有す
る。第３図は第１図の変形例を示すもので、乗算
器１１０は、Ｎの値にＫの値を乗算しその積をメ
モリアドレスデコーダ１２３に印加するように具
えられている。Ｋの値は、例えば音楽家によつて
手動で選択されてもよい。
項K′を変化させると、楽音の選択された高調
波に搬送波周波数fcを設定することができるが、
他方変調周波数は楽音の基本波に等しく保持され
る。そのような場合には、基本周波数にスペクト
ルる。そのような場合には、基本周波数にスペク
トル成分は存在しない。即ち、基本ピツチは抑圧
されている。語カウンタ１９からのＮを加算器１
０１の入力に印加する前にＮに整数定数K′を乗
算することによつて第１図におけるK′の変化を
実行させることができるが、K′の整数倍数を得
るために、高調波カウンタ２０および加算器−ア
キユムレータ２１を使用することは可能である。
実行制御回路１６は、高調波カウンタ２０を
K′の整数値に初期設定する（initialize）。つい
で、加算器−アキユムレータ２１により、高調波
カウンタ２０の出力はＮを乗算される。従つて、
加算器−アキユムレータ２１の出力は、連続値
K′Nを与える。
波に搬送波周波数fcを設定することができるが、
他方変調周波数は楽音の基本波に等しく保持され
る。そのような場合には、基本周波数にスペクト
ルる。そのような場合には、基本周波数にスペク
トル成分は存在しない。即ち、基本ピツチは抑圧
されている。語カウンタ１９からのＮを加算器１
０１の入力に印加する前にＮに整数定数K′を乗
算することによつて第１図におけるK′の変化を
実行させることができるが、K′の整数倍数を得
るために、高調波カウンタ２０および加算器−ア
キユムレータ２１を使用することは可能である。
実行制御回路１６は、高調波カウンタ２０を
K′の整数値に初期設定する（initialize）。つい
で、加算器−アキユムレータ２１により、高調波
カウンタ２０の出力はＮを乗算される。従つて、
加算器−アキユムレータ２１の出力は、連続値
K′Nを与える。
第４図は、連続サイクルの波形と、Ｋおよび
K′が１に等しく（Ｋ，K′＝１），Ｍが０から８ま
で変化する場合の高調波の電力分布状態を示す。
第５図は第４図と同様であるが、Ｋ＝２である。
第６図は、K′が１から20までの整数段階（ステ
ツプ）で変化し、変調指数Ｍが0.4に等しい場合
の波形を示す。Ｍが変化するにつれて、その結果
生ずる波形はＭ＝０の純粋な正弦波から、Ｍの値
の増加に従つて更に高調波が加わつた一層複雑な
波形へと変化するのが第４図から理解されよう。
第６図は、基本波の高調波における側波帯の対称
分布がK′の整数値が増加する度ごとに１次高い
高調波へ中心周波数をシフトして発生されること
を示している。
K′が１に等しく（Ｋ，K′＝１），Ｍが０から８ま
で変化する場合の高調波の電力分布状態を示す。
第５図は第４図と同様であるが、Ｋ＝２である。
第６図は、K′が１から20までの整数段階（ステ
ツプ）で変化し、変調指数Ｍが0.4に等しい場合
の波形を示す。Ｍが変化するにつれて、その結果
生ずる波形はＭ＝０の純粋な正弦波から、Ｍの値
の増加に従つて更に高調波が加わつた一層複雑な
波形へと変化するのが第４図から理解されよう。
第６図は、基本波の高調波における側波帯の対称
分布がK′の整数値が増加する度ごとに１次高い
高調波へ中心周波数をシフトして発生されること
を示している。
主レジスタ３４において形成される主データリ
ストは、加算器３３を使用する加算処理プロセス
を含むので、正弦波関数表の出力は主レジスタ３
４内の既存の波形データに加算することができ、
従つて多数の異つた波形の和に対応する主データ
リストを提供する。例えば、正弦波関数表２４、
乗算器２５、高調波係数メモリ２６及び２７を使
用して、上記の米国特許第4085644号において述
べた方法によつて波形を計算することができる。
その後の計算は、本発明のFM技術及び既に主レ
ジスタ３４に記憶された波形データに直接加算さ
れ、後者の計算からえられる波形データを使用し
て行なうことができる。従つて、主レジスタ３４
中の主データ組（セツト）は、結合された波形と
一致する。その代りに、主レジスタ３４の内容
は、幾つかの変数Ｋ，K′およびＭのうちどれか
が変更される幾つかのFM計算の累算結果であつ
てもよい。この加算技術を用いることによつて、
或るより高い高調波の冪（power）は、基本波又
は中間高調波に関して強調され、アナログ型楽音
シンセサイザに用いられるＱアクセント効果とし
ても知られている共振効果を発生させることがで
きる。
ストは、加算器３３を使用する加算処理プロセス
を含むので、正弦波関数表の出力は主レジスタ３
４内の既存の波形データに加算することができ、
従つて多数の異つた波形の和に対応する主データ
リストを提供する。例えば、正弦波関数表２４、
乗算器２５、高調波係数メモリ２６及び２７を使
用して、上記の米国特許第4085644号において述
べた方法によつて波形を計算することができる。
その後の計算は、本発明のFM技術及び既に主レ
ジスタ３４に記憶された波形データに直接加算さ
れ、後者の計算からえられる波形データを使用し
て行なうことができる。従つて、主レジスタ３４
中の主データ組（セツト）は、結合された波形と
一致する。その代りに、主レジスタ３４の内容
は、幾つかの変数Ｋ，K′およびＭのうちどれか
が変更される幾つかのFM計算の累算結果であつ
てもよい。この加算技術を用いることによつて、
或るより高い高調波の冪（power）は、基本波又
は中間高調波に関して強調され、アナログ型楽音
シンセサイザに用いられるＱアクセント効果とし
ても知られている共振効果を発生させることがで
きる。
第７図を参照するに、非高調波倍音
（nonharmonic overtone）をもつ楽音を発生さ
せるのに使用できる第１図の複音シンセサイザ配
置の別の変更例が示されている。第７図の配置に
おいて、主データセツトは、“複音シンセサイザ
用音調周波数発生器”と題する「1977年１月10日
付出願の米国特許第4114496号（特開昭53−
107815）」記載の方法により計算され、主レジス
タ３４に記憶される。本発明の目的のためには、
主レジスタに記憶された主データ組（セツト）
は、単純な正弦波に対応してもよく、或いはもつ
と複雑な波形と対応してもよい。ここに引用によ
り組み入れられている米国特許第4035644号にお
いては、主データリストは、主レジスタ３４から
音調シフトレジスタ３５へ転送され、更に音調シ
フトレジスタ３５から加算器１１８を介してＤ−
Ａ変換器へ転送され、音響システム１１を駆動さ
せるためのアナログ信号を発生する。音調シフト
レジスタ３５は、モジユロ１カウンタとして作動
する加算器−アキユムレータ１１０からの溢れパ
ルス（overflow pulse）によつてシフトされる。
周波数ナンバーレジスタから抽出された周波数ナ
ンバーＲは、アキユムレータ１１０内でそれ自体
へ加算され、周波数ナンバーは、常に１より小さ
いナンバーであり、発生される楽音の基本波の周
波数に関連づけられている。それ自体に加算され
る周波数ナンバーＲは、１以上の値に累算する
と、溢れパルス（overflow pulse）は、音調シ
フトレジスタに印加され、次のデータサンプルを
Ｄ−Ａ変換器４７へシフトする。音調シフトレジ
スタ３５がシフトされる速度は、Ｄ−Ａ変換器４
７から生じる可聴（オーデイオ）信号の基本周波
数を決定する。
（nonharmonic overtone）をもつ楽音を発生さ
せるのに使用できる第１図の複音シンセサイザ配
置の別の変更例が示されている。第７図の配置に
おいて、主データセツトは、“複音シンセサイザ
用音調周波数発生器”と題する「1977年１月10日
付出願の米国特許第4114496号（特開昭53−
107815）」記載の方法により計算され、主レジス
タ３４に記憶される。本発明の目的のためには、
主レジスタに記憶された主データ組（セツト）
は、単純な正弦波に対応してもよく、或いはもつ
と複雑な波形と対応してもよい。ここに引用によ
り組み入れられている米国特許第4035644号にお
いては、主データリストは、主レジスタ３４から
音調シフトレジスタ３５へ転送され、更に音調シ
フトレジスタ３５から加算器１１８を介してＤ−
Ａ変換器へ転送され、音響システム１１を駆動さ
せるためのアナログ信号を発生する。音調シフト
レジスタ３５は、モジユロ１カウンタとして作動
する加算器−アキユムレータ１１０からの溢れパ
ルス（overflow pulse）によつてシフトされる。
周波数ナンバーレジスタから抽出された周波数ナ
ンバーＲは、アキユムレータ１１０内でそれ自体
へ加算され、周波数ナンバーは、常に１より小さ
いナンバーであり、発生される楽音の基本波の周
波数に関連づけられている。それ自体に加算され
る周波数ナンバーＲは、１以上の値に累算する
と、溢れパルス（overflow pulse）は、音調シ
フトレジスタに印加され、次のデータサンプルを
Ｄ−Ａ変換器４７へシフトする。音調シフトレジ
スタ３５がシフトされる速度は、Ｄ−Ａ変換器４
７から生じる可聴（オーデイオ）信号の基本周波
数を決定する。
本発明によると、加算器−アキユムレータ１１
０の内容は、メモリアドレスデコーダ３０１によ
り正弦波関数表３０２をアドレスするのに用いら
れる。正弦波関数表の出力は、量Ｍによる偏移制
御に応答してスケールされ、加算器−アキユムレ
ータ１１０の内容に加えられる。スケーラ３０３
の出力は、正数又は負数であり、加算器−アキユ
ムレータ１１０に加算される量を増加または減少
させるように動作し、それによつて溢れパルス間
の時間周期を変える。その結果は、音調シフトレ
ジスタ３５がシフトされる速度を変調し、それに
よつて周波数変調効果を発生させることである。
０の内容は、メモリアドレスデコーダ３０１によ
り正弦波関数表３０２をアドレスするのに用いら
れる。正弦波関数表の出力は、量Ｍによる偏移制
御に応答してスケールされ、加算器−アキユムレ
ータ１１０の内容に加えられる。スケーラ３０３
の出力は、正数又は負数であり、加算器−アキユ
ムレータ１１０に加算される量を増加または減少
させるように動作し、それによつて溢れパルス間
の時間周期を変える。その結果は、音調シフトレ
ジスタ３５がシフトされる速度を変調し、それに
よつて周波数変調効果を発生させることである。
本発明は、またコンピユータオルガンについて
米国特許第3809786号に述べられている型の楽音
システムにも有効である。この特許に述べられて
いるコンピユータオルガンは、フーリ楽音波形の
連続的サンプル点の振幅を計算する楽音発生器を
利用している。波形上の点の振幅は計算されたサ
ンプル Zqp＝W 〓R=1 sin（πnqR／Ｗ）；ｑ＝１，２ (4) である。
米国特許第3809786号に述べられている型の楽音
システムにも有効である。この特許に述べられて
いるコンピユータオルガンは、フーリ楽音波形の
連続的サンプル点の振幅を計算する楽音発生器を
利用している。波形上の点の振幅は計算されたサ
ンプル Zqp＝W 〓R=1 sin（πnqR／Ｗ）；ｑ＝１，２ (4) である。
但し、Ｗは高調波のナンバーであり、Ｒは楽音
波形上の点の間隔を決定する周波数ナンバーであ
る。サンプリング速度は固定されているのでＲは
発生された楽音の基本周波数を定める。
波形上の点の間隔を決定する周波数ナンバーであ
る。サンプリング速度は固定されているのでＲは
発生された楽音の基本周波数を定める。
本発明によるFM動作（operation）モードに
おいては、コンピユータオルガンは、下記の式で
表わされるように実時間でデータ点を計算するよ
うになつている。
おいては、コンピユータオルガンは、下記の式で
表わされるように実時間でデータ点を計算するよ
うになつている。
ZqR＝Asin〔πqR／ｗ＋Msin（πqR／Ｗ）〕；ｑ＝１，
２(5) 第８図を参照するに、上記の米国特許第
3804786号に詳しく説明されているコンピユータ
オルガンのブロツク図が、本発明によつて変更さ
れた状態として示されている。コンピユータオル
ガンをFMモードで作動させるため、２２８に示
す高調波間隔加算器（harmonic interval
adder）は、例えば、FMモード制御信号により
禁止又はバイパスされる。従つて、音調間隔加算
器２２５からのナンバーqRは、正弦波関数表２
２９をアドレスするためメモリアドレスデコーダ
２３０へ直接印加される。正弦波関数表からの出
力は、高調波振幅乗算器２３３へ加えられる代り
に、FM動作モードでスケーラ回路２０１へ直接
に接続され、スケーラ回路のスケールフアクタは
へ偏移制御入力信号Ｍによつて制御される。偏移
制御信号は変調指数係数Ｍに対応し、正弦関数表
の出力はsin（πqR／ｗ）である。従つてスケーラ２ ０１は正弦関数値に変調指数を乗算する。スケー
ラの出力は加算器２０２へ加えられ、その加算器
はそれをqRへ加算する。加算器２０２からの和
は第２正弦波関数表２０４をアドレスするためメ
モリアドレスデコーダ２０３へ加えられる。従つ
て値 sin 〔πqR／Ｗ＋Msin（πqR／Ｗ）〕 (6) は正弦波関数表２０４から読み出され、コンピユ
ータオルガンの乗算器２３３を経てアキユムレー
タ２１６へ加えられる。高調波係数メモリ２１５
から乗算器２３３へ入力は、FMモードで作動す
る時には、乗算器２３３のもう１つの入力におけ
る一定の乗数によつて置きかえられる。勿論第８
図の配置は、第２図および第３図に関連して上述
したのと同じ方法で変更することができるので、
変調周波数は搬送周波数の倍数Ｋとすることがで
き、正弦波関数表２２９の代りに三角波発生器を
使用できる。ここで注目すべきことは、第８図の
配置においては、変調周波数を搬送波周波数の非
整数倍数とすることができ、その結果基本周波数
又は搬送周波数とは高調波的には無関係な倍音構
造となるということである。そのような非高調波
倍音は、鐘（ベル）又はドラムのような音などの
打撃音（percussive sound）をシミユレートする
のに使用できる。従つてコンピユータオルガン
は、乗算器を含むように変更した場合には、メモ
リアドレス１３０への入力に係数Ｋを乗算するた
めのメモリアドレスデコーダ２３０の出力に変換
され得る。同様に、加算器２０２への入力qRに
係数K′を乗算するために乗算器を使用し、第１
図に関連して上述したのと同じ方法で基本周波数
に関係ある搬送周波数を変えることができる。
２(5) 第８図を参照するに、上記の米国特許第
3804786号に詳しく説明されているコンピユータ
オルガンのブロツク図が、本発明によつて変更さ
れた状態として示されている。コンピユータオル
ガンをFMモードで作動させるため、２２８に示
す高調波間隔加算器（harmonic interval
adder）は、例えば、FMモード制御信号により
禁止又はバイパスされる。従つて、音調間隔加算
器２２５からのナンバーqRは、正弦波関数表２
２９をアドレスするためメモリアドレスデコーダ
２３０へ直接印加される。正弦波関数表からの出
力は、高調波振幅乗算器２３３へ加えられる代り
に、FM動作モードでスケーラ回路２０１へ直接
に接続され、スケーラ回路のスケールフアクタは
へ偏移制御入力信号Ｍによつて制御される。偏移
制御信号は変調指数係数Ｍに対応し、正弦関数表
の出力はsin（πqR／ｗ）である。従つてスケーラ２ ０１は正弦関数値に変調指数を乗算する。スケー
ラの出力は加算器２０２へ加えられ、その加算器
はそれをqRへ加算する。加算器２０２からの和
は第２正弦波関数表２０４をアドレスするためメ
モリアドレスデコーダ２０３へ加えられる。従つ
て値 sin 〔πqR／Ｗ＋Msin（πqR／Ｗ）〕 (6) は正弦波関数表２０４から読み出され、コンピユ
ータオルガンの乗算器２３３を経てアキユムレー
タ２１６へ加えられる。高調波係数メモリ２１５
から乗算器２３３へ入力は、FMモードで作動す
る時には、乗算器２３３のもう１つの入力におけ
る一定の乗数によつて置きかえられる。勿論第８
図の配置は、第２図および第３図に関連して上述
したのと同じ方法で変更することができるので、
変調周波数は搬送周波数の倍数Ｋとすることがで
き、正弦波関数表２２９の代りに三角波発生器を
使用できる。ここで注目すべきことは、第８図の
配置においては、変調周波数を搬送波周波数の非
整数倍数とすることができ、その結果基本周波数
又は搬送周波数とは高調波的には無関係な倍音構
造となるということである。そのような非高調波
倍音は、鐘（ベル）又はドラムのような音などの
打撃音（percussive sound）をシミユレートする
のに使用できる。従つてコンピユータオルガン
は、乗算器を含むように変更した場合には、メモ
リアドレス１３０への入力に係数Ｋを乗算するた
めのメモリアドレスデコーダ２３０の出力に変換
され得る。同様に、加算器２０２への入力qRに
係数K′を乗算するために乗算器を使用し、第１
図に関連して上述したのと同じ方法で基本周波数
に関係ある搬送周波数を変えることができる。
本発明は、また米国特許第3743755号記載のメ
モリアドレスシステムにより変更された米国特許
第3515792号に更に詳しく記載されている型のデ
ジタルオルガンにも組み入れることができる。第
９図は、この配置に用いたメモリアドレスサブシ
ステムに組み入れたFM変調システムを示す。位
相角レジスタ３０８の出力は、米国特許第
3743755号に述べられているようにサンプル点ア
ドレスレジスタ３０９に直接に接続される代り
に、乗算器３５１を経て加算器４０３の一方の入
力に接続される。ついで加算器４０３の出力は、
サンプル点アドレスレジスタ３０９へ加えられ
る。乗算器３５１は、上述の方法で搬送周波数を
変化させるため、位相角レジスタの出力に係数
K′を乗算する。位相角レジスタ３０８の出力は
また正弦波関数表４０１をアドレスするために、
乗算器３５０を経てメモリアドレスデコーダ４０
０へ加えられる。正弦波関数表４０１から読み出
された正弦値は、スケーラ４０２を経て加算器４
０３のもう一方の入力へ接続される。スケーラ４
０２は、第１図に関連して上述したように、一定
の信号又は可変信号の何れかである偏移制御信号
に応答して正弦値に指数係数Ｍを乗算する。乗算
器３５０は、上記した方法で変調周波数を変化さ
せるように位相角レジスタの出力に値Ｋを乗算す
る。
モリアドレスシステムにより変更された米国特許
第3515792号に更に詳しく記載されている型のデ
ジタルオルガンにも組み入れることができる。第
９図は、この配置に用いたメモリアドレスサブシ
ステムに組み入れたFM変調システムを示す。位
相角レジスタ３０８の出力は、米国特許第
3743755号に述べられているようにサンプル点ア
ドレスレジスタ３０９に直接に接続される代り
に、乗算器３５１を経て加算器４０３の一方の入
力に接続される。ついで加算器４０３の出力は、
サンプル点アドレスレジスタ３０９へ加えられ
る。乗算器３５１は、上述の方法で搬送周波数を
変化させるため、位相角レジスタの出力に係数
K′を乗算する。位相角レジスタ３０８の出力は
また正弦波関数表４０１をアドレスするために、
乗算器３５０を経てメモリアドレスデコーダ４０
０へ加えられる。正弦波関数表４０１から読み出
された正弦値は、スケーラ４０２を経て加算器４
０３のもう一方の入力へ接続される。スケーラ４
０２は、第１図に関連して上述したように、一定
の信号又は可変信号の何れかである偏移制御信号
に応答して正弦値に指数係数Ｍを乗算する。乗算
器３５０は、上記した方法で変調周波数を変化さ
せるように位相角レジスタの出力に値Ｋを乗算す
る。
加算器４０３の出力は、サンプル点アドレスレ
ジスタ３０９に記憶され、アドレスデコーダ３１
０により固定メモリ中の正弦波関数表３０１をア
ドレスするのに用いられる。メモリ３０１から読
み出された正弦波関数値はアキユムレータ３０４
に記憶され、上記の特許第3743755号に詳述した
方法によりアキユムレータ３０４からＤ−Ａ変換
器へシフトアウトされる。
ジスタ３０９に記憶され、アドレスデコーダ３１
０により固定メモリ中の正弦波関数表３０１をア
ドレスするのに用いられる。メモリ３０１から読
み出された正弦波関数値はアキユムレータ３０４
に記憶され、上記の特許第3743755号に詳述した
方法によりアキユムレータ３０４からＤ−Ａ変換
器へシフトアウトされる。
本発明によれば従来の周波数変調による楽音発
生器の制限されていた音色合成可能範囲を大きく
広げさらに多くの音色合成が可能となる効果があ
る。
生器の制限されていた音色合成可能範囲を大きく
広げさらに多くの音色合成が可能となる効果があ
る。
第１図は本発明を組み入れたデジタル楽音発生
器のブロツク図である。第２図は第１図の配列を
変更したブロツク図である。第３図は第１図の配
列を更に変更したブロツク図である。第４図乃至
第６図は第１図の配列の動作を示す波形である。
るため第１図の配列を更に変更したブロツク図で
ある。第７図は、第１図の複音シンセサイザ配置
の別の変更例である。第８図は本発明を組み入れ
たコンピユータオルガンのブロツク図である。第
９図は本発明を組み入れたデジタルオルガンの部
分ブロツク図である。 第１図において１４は音調検出割当回路、１５
は主クロツク回路、１６は実行制御回路、１９は
語カウンタ、２０は高調波カウンタ、２１は加算
器−アキユムレータ、２２はゲート、２３，２
５，１２３はメモリアドレスデコーダ、２６，２
７は高調波係数メモリ、２８は乗算器、３３は加
算器、３４は主レジスタ、４０は音調セレクト回
路、４２はクロツクセレクト回路、１０１は加算
器、２４，１２４は正弦波関数表、１０４はスケ
ーラ、１０３はアタツク／レリーズ、１０１は音
響システム。
器のブロツク図である。第２図は第１図の配列を
変更したブロツク図である。第３図は第１図の配
列を更に変更したブロツク図である。第４図乃至
第６図は第１図の配列の動作を示す波形である。
るため第１図の配列を更に変更したブロツク図で
ある。第７図は、第１図の複音シンセサイザ配置
の別の変更例である。第８図は本発明を組み入れ
たコンピユータオルガンのブロツク図である。第
９図は本発明を組み入れたデジタルオルガンの部
分ブロツク図である。 第１図において１４は音調検出割当回路、１５
は主クロツク回路、１６は実行制御回路、１９は
語カウンタ、２０は高調波カウンタ、２１は加算
器−アキユムレータ、２２はゲート、２３，２
５，１２３はメモリアドレスデコーダ、２６，２
７は高調波係数メモリ、２８は乗算器、３３は加
算器、３４は主レジスタ、４０は音調セレクト回
路、４２はクロツクセレクト回路、１０１は加算
器、２４，１２４は正弦波関数表、１０４はスケ
ーラ、１０３はアタツク／レリーズ、１０１は音
響システム。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数変調により楽音を合成する電子楽器に
おいて、 周波数変調を行なうための変調波信号を発生す
る第１の波形発生手段と、 搬送波として高調波を含む任意な波形を発生す
る第２の波形発生手段と、 前記第１の波形発生手段から出力される変調波
信号を入力とし、与えられる変調指数によつて前
記変調波信号の量を制御する第１の制御手段と、 前記第１の制御手段によつて制御された変調波
信号に対し前記第２の波形発生手段から搬送波信
号を出力させるよう制御する第２の制御手段と、 を具えたことを特徴とする電子楽器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/866,336 US4175464A (en) | 1978-01-03 | 1978-01-03 | Musical tone generator with time variant overtones |
| US866,336 | 1978-01-03 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63294599A JPS63294599A (ja) | 1988-12-01 |
| JPH0375877B2 true JPH0375877B2 (ja) | 1991-12-03 |
Family
ID=25347390
Family Applications (4)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16450478A Granted JPS5496017A (en) | 1978-01-03 | 1978-12-26 | Misical tone generator having double tone varying at time |
| JP62146174A Granted JPS6352196A (ja) | 1978-01-03 | 1987-06-11 | 電子楽器 |
| JP63019743A Granted JPS63294599A (ja) | 1978-01-03 | 1988-01-30 | 電子楽器 |
| JP1265006A Pending JPH02153395A (ja) | 1978-01-03 | 1989-10-13 | 電子楽器 |
Family Applications Before (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16450478A Granted JPS5496017A (en) | 1978-01-03 | 1978-12-26 | Misical tone generator having double tone varying at time |
| JP62146174A Granted JPS6352196A (ja) | 1978-01-03 | 1987-06-11 | 電子楽器 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1265006A Pending JPH02153395A (ja) | 1978-01-03 | 1989-10-13 | 電子楽器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4175464A (ja) |
| JP (4) | JPS5496017A (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL181385C (nl) * | 1978-06-30 | 1987-08-03 | Nippon Musical Instruments Mfg | Toonproductie-inrichting voor een electronisch muziekinstrument. |
| JPS5532028A (en) * | 1978-08-29 | 1980-03-06 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
| JPS5635193A (en) * | 1979-08-30 | 1981-04-07 | Kawai Musical Instr Mfg Co | Electronic musical instrument |
| JPS5638098A (en) * | 1979-09-04 | 1981-04-13 | Kawai Musical Instr Mfg Co | Electronic musical instrument |
| US4300432A (en) * | 1980-04-14 | 1981-11-17 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co., Ltd. | Polyphonic tone synthesizer with loudness spectral variation |
| US4345500A (en) * | 1980-04-28 | 1982-08-24 | New England Digital Corp. | High resolution musical note oscillator and instrument that includes the note oscillator |
| US4300434A (en) * | 1980-05-16 | 1981-11-17 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co., Ltd. | Apparatus for tone generation with combined loudness and formant spectral variation |
| US4273018A (en) * | 1980-06-02 | 1981-06-16 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co., Ltd. | Nonlinear tone generation in a polyphonic tone synthesizer |
| JPS5756895A (en) * | 1980-09-24 | 1982-04-05 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
| US4351218A (en) * | 1981-04-02 | 1982-09-28 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co., Ltd. | Recursive formant generator for an electronic musical instrument |
| JPS57176096A (en) * | 1981-04-23 | 1982-10-29 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
| JPS58108583A (ja) * | 1981-12-23 | 1983-06-28 | ヤマハ株式会社 | 電子楽器の変調効果装置 |
| GB2135498B (en) * | 1982-12-17 | 1987-07-01 | Casio Computer Co Ltd | Electronic musical instrument |
| USRE34481E (en) * | 1982-12-17 | 1993-12-21 | Casio Computer Co., Ltd. | Electronic musical instrument |
| JPS61196298A (ja) * | 1985-02-26 | 1986-08-30 | 株式会社河合楽器製作所 | 電子楽器 |
| JP2555883B2 (ja) * | 1989-03-13 | 1996-11-20 | カシオ計算機株式会社 | 楽音波形発生装置 |
| JP2596120B2 (ja) * | 1989-03-13 | 1997-04-02 | カシオ計算機株式会社 | 楽音波形発生装置 |
| JP2596154B2 (ja) * | 1988-12-29 | 1997-04-02 | カシオ計算機株式会社 | 楽音波形発生装置及び楽音波形発生方法 |
| JP3007093B2 (ja) * | 1989-03-13 | 2000-02-07 | カシオ計算機株式会社 | 楽音波形発生装置 |
| US5300724A (en) * | 1989-07-28 | 1994-04-05 | Mark Medovich | Real time programmable, time variant synthesizer |
| WO1991010988A1 (en) * | 1990-01-18 | 1991-07-25 | E-Mu Systems, Inc. | Data compression of decaying musical instrument sounds for a digital sampling system |
| US5243124A (en) * | 1992-03-19 | 1993-09-07 | Sierra Semiconductor, Canada, Inc. | Electronic musical instrument using FM sound generation with delayed modulation effect |
| AU5344796A (en) * | 1995-04-07 | 1996-10-23 | Creative Technology Ltd | Method and apparatus for creating different waveforms when s ynthesizing musical sounds |
| US5900570A (en) * | 1995-04-07 | 1999-05-04 | Creative Technology, Ltd. | Method and apparatus for synthesizing musical sounds by frequency modulation using a filter |
| US5719345A (en) * | 1995-11-13 | 1998-02-17 | Opti Inc. | Frequency modulation system and method for audio synthesis |
| US5639979A (en) * | 1995-11-13 | 1997-06-17 | Opti Inc. | Mode selection circuitry for use in audio synthesis systems |
| JP5532446B2 (ja) * | 2011-07-27 | 2014-06-25 | カシオ計算機株式会社 | 楽音発生装置およびプログラム |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3708603A (en) * | 1971-03-01 | 1973-01-02 | C Keagle | Electronic sound synthesizer |
| US3831015A (en) * | 1972-06-08 | 1974-08-20 | Intel Corp | System for generating a multiplicity of frequencies from a single reference frequency |
| US3888153A (en) * | 1973-06-28 | 1975-06-10 | Nippon Gakki Seiko Kk | Anharmonic overtone generation in a computor organ |
| US4018121A (en) * | 1974-03-26 | 1977-04-19 | The Board Of Trustees Of Leland Stanford Junior University | Method of synthesizing a musical sound |
| JPS525516A (en) * | 1975-07-03 | 1977-01-17 | Nippon Gakki Seizo Kk | Electronic musical instrument |
| US4085644A (en) * | 1975-08-11 | 1978-04-25 | Deutsch Research Laboratories, Ltd. | Polyphonic tone synthesizer |
| US4082028A (en) * | 1976-04-16 | 1978-04-04 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Sliding overtone generation in a computor organ |
| JPS5433525A (en) * | 1977-08-19 | 1979-03-12 | Sanwa Setsubi Kogyo Kk | Apparatus for regenerating pitchhbased paving material |
-
1978
- 1978-01-03 US US05/866,336 patent/US4175464A/en not_active Expired - Lifetime
- 1978-12-26 JP JP16450478A patent/JPS5496017A/ja active Granted
-
1987
- 1987-06-11 JP JP62146174A patent/JPS6352196A/ja active Granted
-
1988
- 1988-01-30 JP JP63019743A patent/JPS63294599A/ja active Granted
-
1989
- 1989-10-13 JP JP1265006A patent/JPH02153395A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0427558B2 (ja) | 1992-05-12 |
| JPS6352196A (ja) | 1988-03-05 |
| JPS63294599A (ja) | 1988-12-01 |
| JPS5496017A (en) | 1979-07-30 |
| US4175464A (en) | 1979-11-27 |
| JPH02153395A (ja) | 1990-06-13 |
| JPH026074B2 (ja) | 1990-02-07 |
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