JPH0378030B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、時定数設定素子が切り換え可能な構
成を有する水平発振時定数可変回路を備える水平
偏向回路に関する。

（従来の技術） デイスプレイ装置においては、画面の解像度の
向上やノンインターレース方式でフリツカのない
画面を得るために、水平偏向数端数を上げて走査
線の数を増加する傾向にある。また、画像が画面
の内側に全ておさまるようにアンダースキヤン方
式が採用されている。このため、水平周期Thと
リトレース期間Trの比率Th／Trが大きくなつて
きている。

とことろで、水平偏向回路の水平出力回路を構
成する水平出力トランジスタのコレクタパルス電
圧V_cpは次式により示すことができる。

V_cp＝V_cc｛π／２（Th／Tr−１）＋１｝ ……(1) 但し、V_ccは水平出力トランジスタの電源電圧
を示す。

この(1)式から明らかなように、水平周期Thと
リトレース期間Trとの比率Th／Trが大きくなる
と、コレクタパルス電圧V_cpも大きくなる。従つ
て、解像度の向上や出画期間を大きくするために
は、リトレース期間の縮小化が要望されることか
ら、高耐圧特性を有するトランジスタを水平出力
トランジスタとして用いる必要がある。

また、最近では一つのデイスプレイ装置を水平
走査周期の異なるコンピユータの端末として、あ
るいはNTSC信号の周波数15.734kHz使用のビデ
オカメラ端末として用いることも行われている。
そして、このためには、例えば、データ信号の周
波数24kHzとNTSC信号の周波数15.734kHzとを切
り換えて水平走査する水平偏向回路が必要にな
る。

第３図は従来のこの種の水平偏向回路を示し、
水平発振時定数可変回路１１を備えている。この
水平発振時定数可変回路１１は、電源端子１３に
接続されている水平同期ボリユーム１５、抵抗１
７、時定数設定用のコンデンサ１９から成る充電
時定数回路と、前記コンデンサ１９、抵抗２１、
スイツチング素子２３から成る放電時定数回路と
を含んでいる。そして、コンデンサ１９には時定
数可変用のコンデンサ２５と時定数切換用スイツ
チング手段２７が並列的に接続されている。時定
数切換用スイツチング手段２７は周波数切換制御
信号発生回路２９からの切換制御信号で開閉動作
する。水平発振時定数可変回路１１の出力側には
パルス整形回路３１及び水平ドライブ回路３３が
接続されている。水平ドライブ回路３３の出力側
には水平出力回路３５が接続されている。この水
平出力回路３５は水平出力トランジスタ３７、ダ
ンパーダイオード３９、帰線用コンデンサ４１を
有し、走査用コンデンサ４３を介して偏向ヨーク
４５が並列接続されている。水平出力トランジス
タ３７のコレクタには出力トランジスタ４７を介
して水平振幅制御用の電源電圧可変回路４９が接
続され、該可変回路４９は水平出力トランジスタ
３７に加わる電源端子１３からの電圧を変化させ
る。また、水平発振時定数可変回路１１の出力側
には水平AFC回路５１が接続さている。この水
平AFC回路５１には垂直同期信号等を除去する
ハイパスフイルタ５３を介して入力端子１２より
42kHz又は15.734kHzの水平同期信号が入力され
る。

時定数切換用スイツチング手段２７が開成され
ていると、時定数可変用のコンデンサ２５はコン
デンサ１９と電気的に切り離された状態になり、
水平発振時定数可変回路１１の時定数は小さくな
る。従つね、電源端子１３より水平同期ボリユー
ム１５、抵抗１７を介してコンデンサ１９が充電
される場合にスイツチング素子２３が24kHzの周
波数で開閉動作すると、コンデンサ１９の充電電
流が抵抗２１を介してコモン側に流れるので、Ａ
点に24kHzの水平偏向周波数でのこぎり波電圧が
発生する。のこぎり波電圧はパルス整形回路３１
にてパルス信号に整形され、水平ドライブ回路３
３にて増幅された後水平出力回路３５の水平出力
トランジスタ３７のベースに加えられる。水平出
力トランジスタ３７はパルス信号の入力で導通
し、またダンパーダイオード３９は帰線用コンデ
ンサ４１に充電させる電圧の極性によつて導通す
る。そして偏向ヨーク４５は大きなインダスタン
スを有している。従つて、偏向ヨーク４５には
24kHzでのこぎり波電流が流れる。

一方、水平AFC回路５１には水平出力トラン
ジスタ３７に加わるコレクタパルス電圧が帰還さ
れている。従つて、この水平AFC回路５１はそ
の位相弁別器にて24kHzの水平同期信号とコレク
タパルス電圧の位相を比較し、Ａ点にAFC電圧
を出力し、これにより水平発振時定数可変回路１
１の発振周波数が水平同期信号により位相制御さ
れる。

次に、周波数切換制御信号発生回路２９から切
換制御信号が出力され、時定数切換用スイツチン
グ手段２７が閉成されると、時定数可変用のコン
デンサ２５がコンデンサ１９に並列的に接続され
ることになるので、水平発振時定数可変回路１１
の時定数が大きくなる。従つて、スイツチング素
子２３が15.734kHzの周波数で開閉動作すると、
Ａ点に15.734kHzの水平偏向周波数でのこぎり波
電圧が発生する。よつて、上述したように、偏向
ヨーク４５には水平出力回路３５により15.734k
Hzでのこぎり波電流が供給される。また、水平
AFC回路５１には15.734kHzの水平同期信号が入
力されるので、水平発振時定数可変回路１１は安
定的に位相制御される。

ところで、水平周波数Thを24kHzから15.734k
Hzに切り換えると、リトレース期間Trが一定の
場合には、上記(1)式から明らかなように、水平周
波数Thが大きくなる分だけコレクタパルス電圧
V_cpが大きくなる。従つて、水平出力トランジス
タの耐圧を考慮して電源電圧V_ccを小さくする必
要が生じる。

一方、偏向ヨークののこぎり波電流の値I_yprは、
高圧が一定ならば、下記(2)式にて表わすことがで
きる。

I_ypr＝V_cc（Th−Tr）／Ｌ ……(2) 但し、Ｌは偏向ヨークのインダクタンスを示
す。

さて、電源電圧V_ccを小さくすると、コレクタ
パルス電圧V_cpが一定化する上に画面の水平振幅
も一定化する。また、水平周期Thとリトレース
期間Trとの比率Th／Trを一定化すると、上記(1)
式より明らかなように、コレクタパルス電圧V_cp
は下記(3)式に示すように一定となる。

Th／Tr＝Ｋ＞１ ……(3) ここで、(3)式を(2)式に代入すると、下記(4)式が
得られる。

I_ypr＝V_cc（Ｋ−１）Tr／Ｌ ……(4) この(4)式にいおいて、Ｋは一定なので、水平周
波数Thを24kHzから15.734kHzに切り換えると、
リトレース期間Trが大きくなるので、画面の水
平振幅（I_yprに比例）を一定化するためにはやは
り電源電圧V_ccを小さくする必要がある。

そこで、従来は、電源電圧可変回路４９に周波
数切換制御信号発生回路２９からの切換制御信号
を入力し、この電源電圧可変回路４９により電源
端子１３′の電源電圧V_ccを降圧して水平出力トラ
ンジスタ３７に加えるようにしている。ところ
が、水平周波数を24kHzから15.734kHzに切り換え
た時点では、電源電圧可変回路４９が過渡特性を
有していることから、第４図に示すように、コレ
クタパルス電圧V_cpは24kHzの波高値V_cpAよりも
瞬間的に大きくなつてその後に15.734kHzの波高
値V_cpBで安定する。そして、この波高値V_cpAより
も瞬間的に大きくなる時点は、24kHz及び15.734k
Hzの両モードが共に非同期時で、かつ水平同期ボ
リユーム１５を水平周期Thが最も大きくなる位
置まで回した時点である（第４図で示すコレクタ
パルス電圧V_cpの変動軌跡Ｐ参照）。

水平同期Thを低い周波数側へ拡大設計するこ
とも考えられるが、水平周期Thを不必要に低い
周波数側へ設計すると、上記(1)式より明らかなよ
うに、コレクタパルス電圧V_cpが大きくなるの
で、それを補正するために、電源電圧可変回路４
９の消費電力が大きくなり、不経済である。この
ため、従来は前記過渡現象を考慮した上で水平周
波数Thの留奥を適切に決定している。

（発明が解決すべき問題点） さて、上述したように、水平同期ボリユーム１
５を回している非同期状態において、同期信号が
入力されている場合には同期しようとする吸込作
用が存在するので、コレクタパルス電圧V_cpは比
較的小さくて済む。これに対して、同期信号が入
力されていない場合には上記吸込作用が存在しな
いので、コレクタパルス電圧V_cpが大きくなつて
しまう。そして、周波数切換制御信号発生回路２
９により切換制御信号が出力された時点、即ち、
水平発振時定数可変回路１１の水平偏向周波数を
切り換えた時点で、水平AFC回路５１に24kHzと
15.734kHzの両水平同期信号が入力されていない
場合に水平同期ボリユーム１５を水平同期Thが
最も大きくなる位置まで回し、かつ切換制御信号
を出力させると、該回路５１はコレクタパルス電
圧V_cpの一部を吸引する同期動作を行つていな
い。このため、水平出力トランジスタ３７には上
記過渡特性にて生じた大きなコレクタパルス電圧
V_cpが直接的に加わつてしまう。従つて、このコ
レクタパルス電圧V_cpが定格電圧よりも大きい場
合には水平出力トランジスタ３７が破壊されてし
まう虞れがある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたも
のであうて、水平出力回路の水平出力トランジス
タの破壊を防止した水平偏向回路を提供すること
を目的としている。

（問題点を解決するための手段） 第１図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
る。

第１図において、水平発振時定数可変回路１１
は時定数設定素子を含み、この素子の切り換え制
御により異なる水平偏向周波数でこのぎりい波電
圧を発生する。

のこぎり波電圧はパルス整形回路３１にてパル
ス信号に整形される。パルス信号は水平ドライブ
回路３３にて増幅される。

水平出力回路３５は水平出力トランジスタを含
み、パルス信号の入力で偏向ヨークにのこぎり波
電流を供給する。

周波数切換制御信号発生回路２９は切換制御信
号を水平発振時定数可変回路１１に出力し、該回
路１１の時定数設定素子を切り合え制御する。

電源電圧可変回路４９は、切換制御信号の入力
で電源電圧V_ccを変化させ、水平出力トランジス
タに加える電圧を降圧又は昇圧する。

水平AFC回路５１は、水平出力回路の一部が
帰還され、この帰還信号と水平同期信号を比較し
て水平発振時定数可変回路１１にAFC電圧を出
力する。

検出回路６１は、水平同期信号が水平AFC回
路５１に入力されているか否かを検出する。

水平偏向周波数切換停止回路７１は、水平発振
時定数可変回路１１に切換停止信号を出力する。

（発明の実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に
説明する。

第２図は本発明のに係る水平偏向回路を示し、
水平発振時定数可変回路１１を備えている。この
水平発振時定数可変回路１１は、電源素子１３に
接続されている水平同期ボリユーム１５、抵抗１
７、時定数設定用コンデンサ１９から成る充電時
定数回路と、コンデンサ１９、抵抗２１、スイツ
チング素子２３から成る放電時定数回路とを含ん
でいる。コンデンサ１９には時定数可変用のコン
デンサ２５と時定数切換用スイツチング手段２７
が並列的に接続されている。このスイツチング手
段２７はスイツチング用のトランジスタ２７ａ
と、当該トランジスタ２７ａに並列接続されてい
るダイオード２７ｂと、トランジスタ２７ａのベ
ースに接続されている切換安定化のためのコンデ
ンサ２７ｃとから成る。トランジスタ２７ａのベ
ースには抵抗２９ａ，２９ｂを介して周波数切換
制御信号発生回路２９が接続され、この回路２９
からの切換制御信号によりトランジスタ２７ａが
導通し、時定数可変用コンデンサ２５が時定数設
定用コンデンサ１９に並列接続される。

水平発振時定数可変回路１１の出力側であるＡ
点位置にはパルス整形回路３１及び水平ドライブ
回路３３が接続されている。パルス整形回路３１
は水平発振時定数可変回路１１から出力されるの
こぎり波電圧をパルス整形する。水平ドライブ回
路３３はこのパルス信号を増幅し、水平出力回路
３５に出力する。水平出力回路３５は、パルス信
号が入力される水平出力トランジスタ３７と、当
該トランジスタ３７のコレクタ、エミツタ間に並
列接続されているダンパーダイオード３９及び帰
線用コンテンザ４１を含み、走査用コンデンサ４
３を介して偏向ヨーク４５が接続されている。

水平出力トランジスタ３７のコレクタには出力
トランジスタ４７を介して水平振幅制御用の電源
電圧可変回路４９が接続されている。この電源電
圧可変回路４９は、切換制御信号の入力で水平出
力トランジスタ３７のコレクタに加わる電源端子
１３′からの電圧を変化させる。

水平発振時定数可変回路１１のＡ点には水平
AFC回路５１が接続されている。この水平AFC
回路５１には垂直同期信号やノイズを除去するた
めのハイパスフイルタ５３を介して24kHz又は
15.734kHzの水平同期信号が入力される。また、
この水平AFC回路５１には水平出力トランジス
タ３７に加わるコレクタパルス電圧V_cpの一部が
比較信号として帰還される。

ハイパスフイルタ５３の入力側には検出回路６
１が接続されている。この検出回路６１は、高入
力インピーダンス素子６１ａと、ダイオード６１
ｂ及びコンデンサ６１ｃから成る整流回路と、ダ
イオード６１ｂに抵抗６１ｄを介してベースが接
続されているスイツチング用のトランジスタ６１
ｅとから成る。このトランジスタ６１ｅのコレク
タは抵抗６１ｆを介して電源端子６１ｇに接続さ
れている。トランジスタ６１ｅのコレクタにはベ
ース抵抗７１ａを介してトランジスタ７１ｂから
接続されている。このトランジスタ７１ｂはその
コレクタがスイツチング手段２７を形成している
トランジスタ２７ａのベースに抵抗２９ａを介し
て接続されており、水平偏向周波数切換停止回路
７１を形成している。

次に、本発明に係る水平偏向回路の動作を説明
する。

周波数切換制御信号発生回路２９より切換制御
信号が出力されず、トランジスタ２７ａが開成さ
れていると、時定数可変用コンデンサ２５はコン
デンサ１９と電気的に切り離され、水平発振時定
数可変回路１１の時定数は小さくなる。従つて、
電源端子１３より水平同期ボリユーム１５、抵抗
１７を介してコンデンサ１９が充電され、スイツ
チング素子２３が24kHzの周波数で開閉動作する
と、コンデンサ１９の充電電流が抵抗２１を介し
てコモン側に流れるので、Ａ点に24kHzの水平偏
向周波数でのこぎり波電圧が発生する。

当該のこぎり波電圧はパルス整形回路３１にて
パルス信号に整形され、水平ドライブ回路３３に
て増幅された後水平出力回路３５の水平出力トラ
ンジスタ３７のベースに加わる。水平出力トラン
ジスタ３７はこれにより閉成するので、偏向ヨー
ク４５に電流が流れる。偏向ヨーク４５は大きな
インダスタンスを有しているので、その流れる電
流は徐々に増加する。ここで、水平出力トランジ
スタ３７が閉成すると、偏向ヨーク４５の逆起電
力により帰線用コンデンサ４１に電流が流れ込み
つつ偏向ヨーク４５の電流が減少する。そして、
ダンパーダイオード３９はその後に偏向ヨーク４
５と帰線用コンデンサ４１を短絡し、共振電流が
流れるのを防止する。よつて、偏向ヨーク４５に
はのこぎり波電流が供給される。

一方、水平AFC回路５１は、24kHzの水平同期
信号と水平出力トランジスタ３７に加わるコレク
タパルス電圧V_cpとの位相を比較し、AFC電圧を
出力するので、水平発振時定数可変回路１１は安
定して発振動作を繰り返す。

また、水平AFC回路５１に24kHz又は15.734k
Hzのいずれかの水平同期信号が入力されている場
合には、この水平同期信号は高入力インピーダン
ス素子６１ａに入力され、ダイオード６１及びコ
ンデンサ６０ｃにて整流、平滑化された後トラン
ジスタ６１ｅのベースに加えられ、当該トランジ
スタ６１ｅを閉成する。従つて、水平偏向周波数
切換停止回路７１を形成しているトランジスタ７
１ａが開状態に保持される。

さて、水平AFC回路５１に24kHz又は15.734k
Hzのいずれかの水平同期信号が入力されていない
と、検出回路６１にも当該水平同期信号が入力さ
れることがないので、トランジスタ６１ｅは開状
態に切り換わる。従つて、水平偏向周波数切換停
止回路７１を形成しているトランジスタ７１ａが
閉成し、そのコレクタが時定数切換用スイツチン
グ手段２７のトランジスタ２７ａのベースと接続
された状態になるので、切換制御信号はトランジ
スタ７１ａを流れる。よつて、水平同期信号が存
在しない場合にはトランジスタ２７ａが閉成せ
ず、時定数可変用コンデンサ２５がコンテンザ１
９に並列接続されることがない。この結果、切換
制御信号が出力されても水平発振時定数可変回路
１１は24kHz又は15.734kHzの水平偏向周波数のま
までのこぎり波電圧を出力する。

従つて、切換制御信号により電源電圧V_ccが降
圧し、又水平周期Thとリトレース期間Trとの比
率が変動しないので、上記(1)式より明らかなよう
に、コレクタパルス電圧V_cpは小さくなる。よつ
て、24kHzから15.734kHzに切り換えても水平出力
トランジスタ３７には小さなコレクタパルス電圧
V_cpが加わるだけなので、その破壊を有効に防止
することができる。

（発明の効果） 本発明によれば、水平偏向周波数の切り換え時
に、過渡特性により水平出力トランジスタに大き
なコレクタパルス電圧が加わるのを防止すること
ができるので、水平出力トランジスタが破壊する
ことがなくなる。従つて、水平帰線期間を小さく
することが可能になるので、水平偏向周波数を大
きくして画面の解像度の向上を図ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る水平偏向回路の構成を示
すブロツク図、第２図は本発明の一実施例による
水平偏向回路の回路構成図、第３図は従来の水平
偏向回路の回路構成図、第４図は水平偏向周波数
切り換え時のコレクタパルス電圧変化を示す特性
図である。 １１……水平発振時定数可変回路、２５……時
定数可変用コンデンサ、２７……時定数切換用ス
イツチング手段、２９……周波数切換制御信号発
生回路、３５……水平出力回路、３７……水平出
力トランジスタ、４９……電源電圧可変回路、５
１……水平AFC回路、６１……検出回路、６１
ｅ，７１ｂ……トランジスタ、７１……水平偏向
周波数切換停止回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 時定数設定素子が切り換え制御されて異なる
   水平偏向周波数で発振する水平発振時定数可変回
   路と、該水平発振時定数可変回路に切換制御信号
   を供給する周波数切換制御信号発生回路と、水平
   出力トランジスタを含み、前記水平発振時定数可
   変回路からの発振信号にて水平偏向コイルにのこ
   ぎり波電流を出力する水平出力回路と、前記異な
   る水平偏向周波数に対応する水平同期信号と前記
   水平出力回路から帰還される出力とを比較し、前
   記水平発振時定数可変回路の発振動作を制御する
   周波数制御回路と、前記水平発振時定数可変回路
   の水平偏向周波数の切り換えで前記水平出力トラ
   ンジスタに加える直流電圧を変化させる電源電圧
   可変回路とを備える水平偏向回路であつて、前記
   水平同期信号の前記周波数制御回路への非入力を
   検出する検出回路と、該検出回路からの検出信号
   により前記水平発振時定数可変回路の水平偏向周
   波数の切り換えを停止させる水平偏向周波数切換
   停止回路とを含むことを特徴とする水平偏向回
   路。 ２ 該水平発振時定数可変回路は、切換制御信号
   の入力で該時定数設定素子を切り換えて時定数を
   変化させるスイツチング手段を含むことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項に記載の水平偏向回
   路。 ３ 該水平偏向周波数切換停止回路は、該水平発
   振時定数可変回路のスイツチング手段への切換制
   御信号の入力を阻止するスイツチング手段を含む
   ことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の
   水平偏向回路。 ４ 該検出回路は、該水平同期信号を整流する整
   流回路と、整流信号の入力で動作するスイツチン
   グ手段とを含むことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項又は第２項に記載の水平偏向回路。 ５ 該検出回路は該周波数制御回路の入力側に接
   続されて、該水平同期信号の非入力を検出するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の水
   平偏向回路。 ６ 該周波数制御回路は水平AFC回路であるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項及び第２項
   に記載の水平偏向回路。