JPS6260363A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 未発明は、時定数設定素子が切り換え可能な構成を有す
る水平発振時定数可変回路を備える水平偏向回路に関す
る。

（従来の技術） ディスプレイ装置においては、画面の解像度の向上やノ
ンインターレース方式でフリッカのない画面を得るため
に、水平偏向周波数を上げて走査線の数を増加する傾向
にある。また、画像が画面の内側に全ておさまるように
アンダースキャン方式が採用されている。このため、水
平周期Ｔｈとリトレース期間Ｔｒの比率Ｔ　ｈ　／　Ｔ
　ｒが大きくなってきている。

ところで、水平偏向回路の水平出力回路を構成する水平
出力トランジスタのコレクタパルス電圧Ｖｃｐは次式に
より示すことができる。

Ｖｃｐ＝Ｖｃｃ（π／２（Ｔｈ／Ｔｒ−１）　＋１）・
・や・・・・（１） 但し、Ｖｃｃは水平出力トランジスタの１ＴＬ源電圧を
示す。

この（１）式から明らかなように、水モ周期Ｔｈとリト
レース期間Ｔｒとの比率Ｔｈ／’Ｔｒが犬きくなると、
コレクタパルス電圧Ｖｃｐも大きくなる。従って、解像
度の向上や出画期間を大きくするためには、リトレース
期間の縮小化が要望されることから、高耐圧特性を有す
るトランジスタを水平出力トランジスタとして用いる必
要がある。

また、最近では一つのディスプレイ装置を水モ走査周期
の異なるコンピュータの端末として、あるいはＮＴＳＣ
信号の周波数１５．７３４ｋＨｚ使用のビデオカメラ端
末として用いることも行われている。そして、このため
には、例えば、データ信号の周波数２４ｋＨｚとＮＴＳ
Ｃ信号の周波数１５．７３４ｋＨｚとを切り換えて水平
走査する水平偏向回路が必要になる。

第３図は従来のこの種の水平偏向回路を示し、水平発振
時定数可変回路１１を備えている。この水平発振時定数
可変回路１１は、電源端子１３に接続されている水平同
期ボリューム１５、抵抗１７、時定数設定用のコンデン
サ１９から成る充電時定数回路と、前記コンデンサ１９
、抵抗２１、スイッチング素子２３から成る放電時定数
回路とを含んでいる。そして、コンデンサ１９には時定
数可変用のコンデンサ２５と時定数切換用スイッチング
手段２７が並列的に接続されている。時定数切換用スイ
ッチング手段２７は周波数切換制御信号発生回路２９か
らの切換制御信号で開閉動作する。水平発振時定数可変
回路１１の出力側にはパルス整形回路３１及び水平ドラ
イブ回路３３が接続されている。水平ドライブ回路３３
の出力側には水平出力回路３５が接続されている。この
水平出力回路３５は水平出力トランジスタ３７、ダンパ
ーダイオード３９、帰線用コンデンサ４１を有し、走査
用コンデンサ４３を介して偏向ヨーク４５が並列接続さ
れている。水平出力トランジスタ３７のコレクタには出
カドランス４７を介して水平振幅制御用の電源電圧可変
回路４９が接続され、該可変回路４９は水平出力トラン
ジスタ３７に加わる電源端子１３からの電圧を変化させ
る。

また、水平発振時定数可変回路１１の出力側には水平Ａ
ＦＣ回路５１が接続されている。この水平ＡＦＣ回路５
１には垂直同期信号等を除去するバイパスフィルタ５３
を介して入力端子１２より２４ｋＨ２又は１５．７３４
ｋＨｚの水平同期信号が入力される。

時定数切換用スイッチング手段２７が開成されていると
、時定数可変用のコンデンサ２５はコンデンサ１９と電
気的に切り離された状態になり、水平発振時定数可変回
路１１の時定数は小さくなる。従って、電源端子１３よ
り水平同期ボリューム１５．抵抗１７を介してコンデン
サ１９が充電される場合にスイッチング素子２３が２４
ｋＨｚの周波数で開閉動作すると、コンデンサ１９の充
電電流が抵抗２１を介してコモン側に流れるので、Ａ点
に２４ｋＨｚの水平偏向周波数でのこぎり波電圧が発生
する。のこぎり波電圧はパルス整形回路３１にてパルス
信号に整形され、水平ドライブ回路３３にて増幅された
後水平出力回路３５の水平出力トランジスタ３７のベー
スに加えられる。水平出力トランジスタ３７はパルス信
号の入力で導通し、またダンパーダイオード３９は帰線
用コンデンサ４１に充電される電圧の極性によって導通
する。そして、偏向ヨーク４５は大きなインダクタンス
を有している。従って、偏向ヨーク４５には２４ｋＨｚ
でのこぎり波電流が流れる。

一方、水平ＡＦＣ回路５１には水平出力トランジスタ３
７に加わるコレクタパルス電圧が帰還されている。従っ
て、この水平ＡＦＣ回路５１はその位相弁別器にて２４
ｋＨｚの水平同期信号とコレクタパルス電圧の位相を比
較し、Ａ点にＡＦＣ電圧を出力し、これにより水平発振
時定数可変回路１１の発振周波数が水平同期信号により
位相制御される。

次に、周波数切換制御信号発生回路２９から切換制御信
号が出力され、時定数切換用スイッチング手段２７が閉
成されると１時定数可変用のコンデンサ２５がコンデン
サ１９に並列的に接続されることになるので、水平発振
時定数可変回路１１の時定数が大きくなる。従って、ス
イッチング素子２３が１５．７３４ｋＨｚの周波数で開
閉動作すると、Ａ点に１５．７３４ｋＨｚの水平偏向周
波数でのこぎり波電圧が発生する。よって、上述したよ
うに、偏向ヨーク４５には水平出力回路３５により１５
．７３４ｋＨｚでのこぎり波゛電流が供給される。また
、水平ＡＦＣ回路５１には１５．７３４ｋＨｚの水平同
期信号が入力されるので、水平発振時定数可変回路１１
は安定的に位相制御される。

ところで、水平周波数Ｔｈを２４　ｋＨｚから１５．７
３４ｋＥ（ｚに切り換えると、リトレース期間Ｔｒが一
定の場合には、上記（１）式から明らかなように、水平
周波数Ｔｈが犬きくなる分だけコレクタパルス電圧Ｖｃ
ｐが大きくなる。従って、水子出力トランジスタの耐圧
を考慮して電源電圧ＶＣＣを小さくする必要が生じる。

一方、偏向ヨークののこぎり波電流の値Ｉ　ｙｐｒは、
高圧が一定ならば、下記（２）式にて表わすことができ
る。

Ｉｙｐｒ　　＝Ｖｃｃ（Ｔｈ−Ｔｒ）　　／Ｌ　　拳　
拳　　　（２）但し、Ｌは偏向ヨークのインダクタンス
を示す。

さて、電源電圧Ｖｃｃを小さくすると、コレクタパルス
電圧Ｖｃｐが一定化する上に画面の水平振幅も一定化す
る。また、水平周期Ｔｈとリトレース期間Ｔｒとの比率
Ｔ　ｈ／Ｔ　ｒを一定化すると、上記（１）式より明ら
かなように、コレクタパルス電圧Ｖｃｐは下記（３）式
に示すように一定となる。

Ｔｈ／Ｔｒ＝Ｋ＞１　畳ｍ　・・・＊　＊　ｅ（３）こ
こで、（３）式を（２）式に代入すると、下記（４）式
が得られる。

Ｉｙｐｒ　　＝Ｖｃｃ　　（Ｋ　　−１）　　Ｔｒ／Ｌ
ｖ　　＊　　＊　　ａ　　（４）この（４）式において
、Ｋは一定なので、水モ周波数Ｔｈを２４ｋＨｚから１
５．７３４ｋＨｚに切り換えると、リトレース期間Ｔｒ
が大きくなるので、画面の水平振幅（Ｉ　ｙｐｒに比例
）を一定化するためにはやはり電源電圧Ｖｃｃを小さく
する必要がある。

そこで、従来は、電源電圧可変回路４９に周波数切換制
御信号発生回路２９からの切換制御信号を入力し、この
電源電圧可変回路４９により電源端子１３′の電源電圧
ＶＣＣを降圧して水平出力トランジスタ３７に加えるよ
うにしている。ところが、水平周波数を２４ｋＨｚから
１５．７３４ｋＨｚに切り換えた時点では、゛尾源電圧
可変回路４９が過渡特性を有していることから、第４図
に示すように、コレクタパルス電圧Ｖｃｐは２４ｋＨｚ
の波高値Ｖ　ｃｐＡよりも瞬間的に大きくなってその後
に１５．７３４ｋＨｚの波高値ＶｃｐＢテ安定する。そ
して、この波高値Ｖ　ｃｐＡよりも瞬間的に大きくなる
時点は、２４ｋＨｚ及び１５．７３４ｋＨｚの両モード
が共に非同期時で、かつ水平同期ボリューム１５を水平
周期Ｔｈが最も犬きくなる位置まで回した時点である（
第４図で示すコレクタパルス電圧Ｖｃｐの変動軌跡Ｐ参
照）。

水平周期Ｔｈを低い周波数側へ拡大設計することも考え
られるが、水平周期Ｔｈを不必要に低い周波数側へ設計
すると、上記（１）式より明らかなように、コレクタパ
ルス電圧Ｖｃｐが大きくなるので、それを補正するため
に、電源電圧可変回路４９の消費電力が大きくなり、不
経済である。このため、従来は前記過渡現象を考慮した
一部で水平周波数Ｔｈの領域を適切に決定している。

（発明が解決すべき問題点） ごて、上述したように、水平同期ボリューム１５を回し
ている非同期状態において、同期信号が入力されている
場合には同期しようとする吸込作用が存在するので、コ
レクタパルス電圧Ｖｃｐは比較的小さくて済む。これに
対して、同期信号が入力されていない場合にはＬ記吸込
作用が存在しないので、コレクタパルス電圧Ｖｃｐが大
きくなってしまう。そして、周波数切換制御信号発生回
路２９より切換制御信号が出力された時点、即ち、水平
発振時定数可変回路１１の水平偏向周波数を切り換えた
時点で、水平ＡＦＣ回路５１に２４ｋＨ２と１５．７３
４ｋＨｚの両水平同期信号が入力されていない場合に水
平同期ボリューム１５を水モ周萌Ｔｈが最も大きくなる
位置まで回し、かつ切換制御信号を出力させると、該回
路５１はコレゲタパルス電圧Ｖｃｐの一部を吸引干る同
期動作を行っていない。このため、水平出力トランジス
タ３７には上記過渡特性にて生じた大きなコレクタパル
ス電圧Ｖｃｐが直接的に加わってしまう。従って、この
コレクタパルス電圧Ｖｃｐが定格電圧よりも大きい場合
には水平出力トランジスタ３７が破壊されてしまう虞れ
がある。

未発明は、このような点に鑑みて創作されたものであっ
て、水平出力回路の水平出力トランジスタの破壊を防出
した水平偏向回路を提供することを目的としている。

（問題点を解決するための手段） 第１図は、本発明の構成を示すブロック図である。

第１図において、水平発振時定数可変回路１１は時定数
設定素子を含み、この素子の切り換え制御により異なる
水モ偏向周波数でのこぎり波電圧を発生する。

のこぎり波電圧はパルス整形回路３１にてパルス信号に
整形される。パルス信号は木モトライブ回路３３にて増
幅される。

水平出力回路３５は水モ出力トランジスタを含み、パル
ス信号の入力で偏向ヨークにのこぎり波電流を供給する
。

周波数切換制御信号発生回路２９は切換制御信号を水平
発振時定数可変回路１１に出力し、該回路１１の時定数
設定素子を切り換え制御する。

電源電圧可変回路４９は、切換制御信号の入力で電源電
圧Ｖｃｃを変化させ、水平出力トランジスタに加える電
圧を降圧又は昇圧する。

水平ＡＦＣ回路５１は、水平出力回路の一部が帰還され
、この帰還信号と水平同期信号を比較して水平発振時定
数可変回路１１にＡＦＣ電圧を出力する。

検出回路６１は、水平同期信号が水平ＡＦＣ回路５１に
入力されているか否かを検出する。

水平偏向周波数切換停止回路７１は、水平発振時定数可
変回路１１に切換浮上信号を出力する。

（発明の実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する
。

第２図は本発明に係る水平偏向回路を示し、水平発振時
定数可変回路１１を備えている。この水平発振時定数可
変回路１１は、電源端子１３に接続されている水平同期
ボリューム１５、抵抗１７、時定数設定用コンデンナ１
９から成る充電時定数回路と、コンデンサ１９、抵抗２
１、スイッヂング素子２３から成る放電時定数回路とを
含んでいる。コンデンサ１９には時定数可変用のコンデ
ンサ２５と時定数切換用スイッチング手段２７が並列的
に接続されている。このスイッチング手段２７はスイッ
チング用のトランジスタ２７ａと、当該トランジスタ２
７ａに並列接続されているダイオード゛２７ｂと、トラ
ンジスタ２７ａのベースに接続されている切換安定化の
ためのコンデンサ２７ｃとから成る。トランジスタ２７
ａのベースには抵抗２９ａ、２９ｂを介して周波数切換
制御信号発生回路２９が接続され、この回路２９からの
切換制御信号によりトランジスタ２７ａが導通し、時定
数可変用コンデンサ２５が時定数設定用コンデンサ１９
に並列接続される。

水平発振時定数可変回路１１の出力側であるＡ懺位首に
はパルス整形回路３１及び水平ドライブ回路３３が接続
されている。パルス整形回路３１は水平発振時定数可変
回路１１から出力されるのこぎり波電圧をパルス整形す
る。水平ドライブ回路３３はこのパルス信号を増幅し、
水平出力回路３５に出力する。水平出力回路３５は、パ
ルス信号が入力される水平出力トランジスタ３７と、当
該トランジスタ３７のコレクタ、エミッタ間に並列接続
されているダンパーダイオード３９及び帰線用コンデン
サ４１を含み、走査用コンデンサ４３を介して偏向ヨー
ク４５が接続されている。

水モ出力トランジスタ３７のコレクタには出カドランス
４７を介して水平振幅制御用の電源電圧可変回路４９が
接続されている。この電源電圧可変回路４９は、切換制
御信号の入力で水平出力トランジスタ３７のコレクタに
加わる電源端子１３’からの電圧を変化させる。

水平発振時定数可変回路１１のＡ点には水モＡＦＣ回路
５１が接続されている。この水平ＡＦＣ回路５１には垂
直同期信号やノイズを除去するためのバイパスフィルタ
５３を介して２４ｋＨｚ又＋ｆ１５．７３４ｋＨｚの水
平同期信号が入力される。また、この水平ＡＦＣ回路５
１には水モ出力トランジスタ３７に加わるコレクタパル
ス電圧ＶＣｐの一部が比較信号として帰還される。

バイパスフィルタ５３の入力側には検出回路６１が接続
されている。この検出回路６１は、高入力インピーダン
ス素子６１ａと、ダイオード６１ｂ及びコンデンサ６１
ｃから成る整流回路と、ダイオード６１ｂに抵抗６１ｄ
を介してベースが接続されているスイッチング用のトラ
ンジスタ６１ｅとから成る。このトランジスタ６１ｅの
コレクタは抵抗６１ｆを介して電源端子６１ｇに接続さ
れている。トランジスタ６１ｅのコレクタにはベース抵
抗７’ｌａを介してトランジスタ７１ｂが接続されてい
る。このトランジスタ７１ｂはそのコレクタがスイッチ
ング手段２７を形成している−　トランジスタ２７ａの
ベースに抵抗２９ａを介して接続されており、水平偏向
周波数切換停止回路７１を形成している。

次に、本発明に係る水平偏向回路の動作を説明する。

周波数切換制御信号発生回路ｚ９より切換制御信号が出
力されず、トランジスタ２７ａが開成されていると、時
定数可変用コンデンサ２５はコンデンサ１９と電気的に
切り離され、水平発振時定数可変回路１１の時定数は小
さくなる。従って、電源端子１３より水平同期ボリュー
ム１５、抵抗１７を介してコンデンサ１９が充電され、
スイ・・・チング素子２３力＜２４ｋＨ２の周波数で開
閉動作すると、コンデンサ１９の充電電波が抵抗２１を
介してコモン側に流れるので、Ａ点に２４ｋＨｚの水平
偏向周波数でのこぎり波電圧が発生する。

当該のこぎり波電圧はパルス整形回路３１にてパルス信
号に整形され、水平ドライブ回路３３にて増幅された後
水平出力回路３５の水平出力トランジスタ３７のベース
に加わる。水平出力トランジスタ３７はこれにより閉成
するので、偏向ヨーク４５に電流が流れる。偏向ヨーク
４５は大きなインダクタンスを有しているので、その流
れる電流は徐々に増加する。ここで、水平出力トランジ
スタ３７が閉成すると、偏向ヨーク４５の逆起電力によ
り帰線用コンデンサ４１に電流が流れ込みつつ偏向ヨー
ク４５の電流が減少する。そして、ダンパーダイオード
３９はその後に偏向ヨーク４５と帰線用コンデンサ４１
を短絡し、共振電流が流れるのを防止する。よって、偏
向ヨーク４５にはのこぎり波電流が供給される。

一方、水平ＡＦＣ回路５１は、２４ｋＨｚの水平同期信
号と水平出力トランジスタ３７に加わるコレクタパルス
電圧Ｖｃｐどの位相を比較し、ＡＦＣ電圧を出力するの
で、水平発振時定数可変回路１１は安定して発振動作を
繰り返す。

また、水平ＡＦＣ回路５１に２４ｋＨｚ又は１５．７３
４ｋＨ２のいずれかの水平同期信号が入力されている場
合には、この水平同期信号は高入力・インピーダンス素
子６１ａに入力され、ダイオード６１ｂ及びコンデンサ
６１ｃにて整流、平滑化された後トランジスタ６１ｅの
ベースに加えられ、当該トランジスタ６１ｅを閉成する
。従って、水平偏向周波数切換停止回路７１を形成して
いるトランジスタ７Ｌａが開状態に保持される。

さて、水平ＡＦＣ回路５１に２４ｋＨｚ又は１５．７３
４ｋＨｚのいずれかの水平同期信号が入力されていない
と、検出回路６１にも当該水平同期信号が入力されるこ
とがないので、トランジスタ６１ｅは開状態に切り換わ
る。従って、水平偏向周波数切換停止回路７１を形成し
ているトランジスタ７１ａが閉成し、そのコレクタが時
定数切換用スイッチング手段２７のトランジスタ２７ａ
のベースと接続された状態になるので、切換制御信号は
トランジスタ７１ａを流れる。よって、水平同期信号が
存在しない場合にはトランジスタ２７ａが閉成せず、時
定数可変用コンデンサ２５が：ンデンサ１９に並列接続
されることがない。この結果、切換制御信号が出力され
ても水平発振時定数可変回路１１は２４ｋＨｚ又は１５
．７３４ｋＨｚの水平偏向周波数のままでのこぎり波電
圧を出力する。

従って、切換制御信号により電源電圧Ｖｃｃが降圧し、
又水子周期Ｔｈとリトレース期間Ｔｒとの比率が変動し
ないので、Ｅ記（１）式より明らかなように、コレクタ
パルス電圧Ｖｃｐは小さくなる。

よって、２４ｋＨｚから１５．７３４ｋＨｚに切り換え
ても水平出力トランジスタ３７には小さなコレクタパル
ス電圧Ｖｃｐが加わるだけなので、その破壊を有効に防
止することができる。

（発明の効果） 本発明によれば、水平偏向周波数の切り換え時に、過渡
特性により水平出力トランジスタに大きなコレクタパル
ス電圧が加わるのを防止することができるので、水平出
力トランジスタが破壊することがなくなる。従って、水
平帰線期間を小さくすることが可能になるので、水平偏
向周波数を大きくして画面の解像度の向上を図ることが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る水平偏向回路の構成を示すブロッ
ク図、第２図は本発明の一実施例による水平偏向回路の
回路構成図、第３図は従来の水平偏向回路の回路構成図
、第４図は水平偏向周波数切り換え時のコレクタパルス
電圧変化を示す特性図である。 １１・・・水平発振時定数可変回路、 ２５・・・時定数可変用コンデンサ、 ２７・・・時定数切換用スイッチング手段。 ２９・・・周波数切換制御信号発生回路、３５・・・水
平出力回路、 ３７・・・水平出力トランジスタ。 ４９・・・電源電圧可変回路、 ５１・・・水平ＡＦＣ回路、 ６１・・・検出回路、 ６１ｅ、７１ｂ・・・トランジスタ、 ７１・・・水平偏向周波数切換停止回路。 特許出願人　　日本ビクター株式会社 ′・、′二よｌ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、時定数設定素子が切り換え制御されて異なる水平偏
   向周波数で発振する水平発振時定数可変回路と、該水平
   発振時定数可変回路に切換制御信号を供給する周波数切
   換制御信号発生回路と、水平出力トランジスタを含み、
   前記水平発振時定数可変回路からの発振信号にて水平偏
   向コイルにのこぎり波電流を出力する水平出力回路と、
   前記異なる水平偏向周波数に対応する水平同期信号と前
   記水平出力回路から帰還される出力とを比較し、前記水
   平発振時定数可変回路の発振動作を制御する周波数制御
   回路と、前記水平発振時定数可変回路の水平偏向周波数
   の切り換えで前記水平出力トランジスタに加える直流電
   圧を変化させる電源電圧可変回路とを備える水平偏向回
   路であって、前記水平同期信号の前記周波数制御回路へ
   の非入力を検出する検出回路と、該検出回路からの検出
   信号により前記水平発振時定数可変回路の水平偏向周波
   数の切り換えを停止させる水平偏向周波数切換停止回路
   とを含むことを特徴とする水平偏向回路。 ２、該水平発振時定数可変回路は、切換制御信号の入力
   で該時定数設定素子を切り換えて時定数を変化させるス
   イッチング手段を含むことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項に記載の水平偏向回路。 ３、該水平偏向周波数切換停止回路は、該水平発振時定
   数可変回路のスイッチング手段への切換制御信号の入力
   を阻止するスイッチング手段を含むことを特徴とする特
   許請求の範囲第２項に記載の水平偏向回路。 ４、該検出回路は、該水平同期信号を整流する整流回路
   と、整流信号の入力で動作するスイッチング手段とを含
   むことを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に
   記載の水平偏向回路。 ５、該検出回路は該周波数制御回路の入力側に接続され
   て、該水平同期信号の非入力を検出することを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項に記載の水平偏向回路。 ６、該周波数制御回路は水平ＡＦＣ回路であることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項及び第２項に記載の水平
   偏向回路。