JPH0388413A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）におけるＦ
Ｍ変調器などに用いて好適な電圧制御発振器に関する。

〔従来の技術〕

従来、ＶＴＲのＦＭ変調器に用いられる電圧制御発振器
として、例えば特公昭５２−２４３７０公報に示される
ように、搬送波の第２高調波の発生防止に効果があるも
のが知られている。以下、第５図〜第８図により、かか
る従来の電圧制御発振器を説明する。

第５図はかかる従来の電圧制御発振器を示す回路図であ
って、Ｑｌ〜Ｑ１３はトランジスタ、Ｃ１はコンデンサ
、Ｒ１−Ｒ３は抵抗、ＡＩ、Ａ２は電流源、ｖｃｃは電
圧源、１は入力端子、２は出力端子である。

同図において、無安定マルチハイブレークを構成するト
ランジスタＱｌ、Ｑ２のエミッタ間にはコンデンサＣ１
が接続され、トランジスタＱｌ。

Ｑ２のエミッタは第１のスイッチ回路を構成するトラン
ジスタＱ３．Ｑ４のコレクタへ夫々接続されている。ト
ランジスタＱ３．Ｑ４の工くツタは共通に第１の電流源
を構成するトランジスタＱ５のコレクタに接続されてい
る。このトランジスタＱ５の工ごツタは抵抗Ｒ１を介し
て接地され、トランジスタＱ５のベースは入力端子１に
接続されている。

トランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタは夫々負荷となる抵
抗Ｒ２，Ｒ３を介して電圧源ＶＣＣに接続されるととも
に、ベースとコレクタがともに電圧源Ｖ（（に接続され
たトランジスタＱ６．Ｑ７のエミッタにも夫々接続され
ている。さらに、トランジスタＱ１のコレクタはトラン
ジスタＱ８のベースに、トランジスタＱ２のコレクタは
トランジスタＱｌｌヘースに夫々接続され、トランジス
タＱ８、Ｑｌｌのコレクタは夫々電圧源ＶＣＣに接続さ
れている。トランジスタＱ８のエミッタは、トランジス
タＱ２のベースに接続されているとともに、ベースがコ
レクタに接続されていてダイオードとして動作するトラ
ンジスタＱ９．ＱＩＯおよび電流ｆＡＡ１を介して接地
され、トランジスタＱＩＯの工業ツタはトランジスタＱ
３のベースに接続されている。

トランジスタＱｌｌのエミッタは、トランジスタＱ１の
ベースと出力端子２とに接続されているとともに、ベー
スがコレクタに接続されていてダイオードとして動作す
るトランジスタＱ１２．Ｑ１３および電流源Ａ２を介し
て接地され、トランジスタＱ１３のエミッタにトランジ
スタＱ４のベースが接続されている。

かかる電圧制御発振器の動作について、以下、簡単に説
明する。

トランジスタＱ５のコレクタに流れる電流を１、とする
と、この電流Ｉ。はスイッチ回路を構成するトランジス
タＱ３．Ｑ４に切り替えられる。

トランジスタＱ１がオンとなる第１の状態では、トラン
ジスタＱｌ→コンデンサＣ１→トランジスタＱ４の経路
を電流が流れ（この期間をＴ、とする〉、また、トラン
ジスタＱ２がオンとなる第２の状態では、トランジスタ
Ｑ２−コンデンサＣ１−トランジスタＱ３の経路を電流
が流れる（この期間をＴ２とする）。

これら２つの状態を交互に繰り返し行なうことによって
発振が持続し、これら第１および第２の状態でコンデン
サＣ１での充放電に同一の電流１０が切り替えられて使
用され、これにより、デユーティ・レシオが１　（すな
わちＴ　＋　　＝　Ｔ　２　）に保たれて第２高調波の
発生が防止される。

また、コンデンサＣＩの容量値をＣとし、トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ２のベースに帰還される発振振幅を共に等しく
ΔＶとすると、発振周波数ｆは次式で表わされる。

Ｏ ｆ−・・・・・・・・・（１） ４ＣΔＶ 発振振幅ΔＶは、第５図において、負荷となる抵抗Ｒ２
，Ｒ３の両端に付加したトランジスタＱ６、Ｑ７によっ
て振幅制限されるため、トランジスタＱ６．Ｑ７がダイ
オード動作する範囲においては、そのベース・工瑞ツタ
間電圧を■１１．とすると、ΔＶ　＝　Ｖ　ｍ　ｔとな
り、上記（１）式は次式となる ０ ｆ−・・・・・・・・・　（２） ＣＶｌｌｉ トランジスタＱ５のコレクタを流れる電流Ｉ。

は入力端子１より入力される信号電圧によって変化する
ので、上記（２）式に示されるように、出力端子２には
、この人力された信号電圧に応じて周波数ｆが変化する
発振信号ａが得られる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、近年では、高画質化のために、家庭用ＶＴＲ
として、ＦＭ信号のＦＭ搬送波周波数を従来方式よりも
高くし、かつ変調幅をも広くした新方式のものが普及し
始めている。かかる家庭用ＶＴＲでは、従来方式と上記
した新方式との両方式に対応させるために、ＦＭ変調器
として、従来方式の低い周波数から新方式の高い周波数
まで広範囲に発振できると同時に、その発振特性が、第
６図に示す特性（１）のように、人力された信号電圧に
対して発振周波数が直線的に変化する電圧制御発振器が
必要となる。これは、ＦＭ変調器の発振特性の直線性が
劣化すると、このＦＭ信号を復調した信号とＦＭ変調さ
れる前の元の信号とは異ったものとなってしまうためで
ある。

ところが、第５図に示した従来の電圧制御発振器では、
その発振特性は、発振周波数が高くなるにつれて、第６
図に示す特性（２）のように、ゆるやかな曲線を描く特
性となり、発振特性の直線性が劣化するという不都合が
生じる。以下、これについて詳しく説明する。

まず、発振特性の直線性が劣化する原因の一つとして、
第５図においては、トランジスタＱ３Ｑ４より構成され
るスイッチ回路の動作遅延があげられるが、これについ
て第７図を用いて説明する。なお、第７図は第５図にお
ける各部の動作波形を示すものであって、ａは出力端子
２より出力される発振信月、１１．１２はトランジスタ
Ｑ３゜Ｑ４のコレクタを流れる電流、ｂはトランジスタ
Ｑ１のエミッタ電位の波形、ＣはトランジスタＱ２の工
壽ツタ電位の波形である。

まず、時点ｔ、以前においては、トランジスタＱｌ、Ｑ
４はオフ、トランジスタＱ２．Ｑ３はオンしているもの
とすると、このときには、電流１、はトランジスタＱ２
→コンデンサＣｌ−１−ランジスタＱ３の経路を流れ、
トランジスタＱｌのエミッタ電位すは時間とともに電圧
降下していく。

やがて、時点ｔ、でトランジスタＱｌのエミッタ電位す
がトランジスタＱ２のエミッタ電位Ｃよりも発振振幅Δ
Ｖだけ低い電位になると、トランジスタＱ１に電流が流
れ始め、トランジスタＱｌはオフからオンへ、トランジ
スタＱ２はオンからオフへと夫々状態が反転し、出力信
号ａもＬｏ−レベルカラＨｉｇｈ　レベルへとレベル反
転スル。

この状態反転がトランジスタＱ３．Ｑ４のベースにも伝
えられるが、電流Ｉ。を切り替えるまでに時間τ１だけ
遅れがあると、電流Ｉ。はトランジスタＱｌ−）ランジ
スタＱ３の経路を流れてコンデンサＣ１には流れない。

このため、この時間τ、が経過する時点ｔ２まではトラ
ンジスタＱ２のエミッタ電位Ｃは変化しない。

０ やがて、時点ｔ２で電流Ｉ。が切り替えられると、トラ
ンジスタＱ１→コンデンサＣ１→トランジスタＱ４の経
路を電流Ｉ。が流れ、トランジスタＱ２のエミッタ電位
Ｃは降下していく。そして、やがて時点ｔ、でトランジ
スタＱ２のエミッタ電位ＣがトランジスタＱ１のエミッ
タ電位すよりもΔＶだけ低い電位となると、トランジス
タＱｌはオンからオフへ、トランジスタＱ２はオフから
オンへと状態が反転するが、前記したのと同様、トラン
ジスタＱ３．０４の切り替え動作が遅れるτ、の期間、
すなわち時点ｔ４までは、電流Ｉ０がトランジスタＱ２
→トランジスタＱ４の経路を流れるため、トランジスタ
Ｑ１の工處ツタ電位すは変化しない。そして、時点ｔ４
になると、電流Ｉ０はトランジスタＱ２→コンデンサＣ
１→ｌ・ランジスタＱ３の経路を流れ、トランジスタＱ
ｌの工５ツタ電位すは時間とともに降下していく。次の
時点ｔ、では、時点ｔ１のときと同様の動作が繰り返す
。

時点１．から時点ｔ：ｌまでの時間と、時点ｔ３１ から時点ｔ５までの時間とは等しく、このことから発振
周波数ｆを求めると、次式で表わされる。

２　（τ＋＋Ｔ＋） ここで、Ｔ１は時点ｔ２から時点ｔ、までの時間であり
、下式で表わされる。

ｉ。

上記（３〉式から明らかなように、発振周波数ｆが低い
場合には、コンデンサＣ８の充放電時間Ｔ、の値が大き
く、上記スイッチタイミングの遅れ時間τ１は無視でき
る。しかし、発振周波数ｆが高くなるにつれて充放電時
間Ｔ１は小さくなり、スイッチタイミングの遅れ時間τ
１を無視できなくなる。この場合、発振特性はｌ／（２
τ１）となる周波数で飽和する曲線となり、したがって
、発振器の直線性劣化が生しることになる。

第５図において、発振特性の直線性が劣化する他の原因
として、発振振幅ΔＶの変化があげられる。

２ すなわち、前記（２）式に示したように、発振周波数ｆ
を変化させるには入力信号電圧によって電流Ｉ。を増減
させなければならないが、この電流Ｉ。の増減により、
発振振幅の制限をするトランジスタＱ６．Ｑ７に流れる
電流も変化する。このため、発振周波数「を高くするた
めに電流１゜を増加させていくと、トランジスタＱ６．
Ｑ７がオンしたときに流れる電流も増加し、これによっ
てこれらトランジスタＱ６．Ｑ７のベース・工くツタ間
電圧ＶＩＩＥも増加する。そこで、前記（２）式より明
らかなように、ベース・エミッタ間電圧Ｖ１が一定のと
きよりも発振周波数ｆが低くなり、しかも、電流Ｉ。が
増加するにつれて発振周波数ｆが低下する割合が大きく
なる。このために直線性劣化が生じることになる。

さらに、これら発振振幅を制限するトランジスタＱ６．
Ｑ７により、第８図に示すように、発振信号ａの立ち上
がり部分がなまってしまうために、デユーティ・レシオ
がずれて第２高調波が発生してしまうという不都合も生
じる。発振信号ａの立３ ち上がり部分がなまってしまうのは、トランジスタＱ２
がオンからオフに反転すると、トランジスタＱ２のコレ
クタ電位が上昇し始めるが、このとき、トランジスタＱ
７がオフすると、そのベース・エミッタ間の接合容量と
負荷抵抗Ｒ３による時定数に応じた立ち上がり波形とな
るためである。

逆に、トランジスタＱ２がオフからオンに反転するとき
には、電流Ｉ。によってトランジスタＱ２のコレクタ電
位は電圧源ＶｅｃよりＶＩＦだけ低い電位まで一気に降
下する。特に、発振周波数ｆを高くするほど電流Ｉ。が
増加して立ち下がり速度が加速されるのに対し、発振信
号ａの立ち上がり時間は変化しないので、周波数が高く
なるにつれて第２高調波の発生レベルも大きくなる。

本発明の目的は、かかる問題点を解消し、発振周波数の
広い範囲にわたって発振特性の直線性が保たれるように
した電圧制御発振器を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、第１゜４ 第２のトランジスタと、該第１．第２のトランジスタの
エミッタ間に接続されるコンデンサと、入力信号電圧に
応じて大きさが変化する電流を発生する第１の電流源と
、該第１．第２のトランジスタの工壽ツタを交互に選択
して該第１の電流源に接続する第１のスイッチ回路とを
備えた電圧制御発振器において、該第１の電流源に連動
して大きさが変化する電流を発生する第２の電流源と、
前記第１．第２のトランジスタのエミッタを交互に選択
して該第２の電流源に接続する第２のスイッチ回路とを
設ける。

〔作用〕

第１のトランジスタがオン、第２のトランジスタがオフ
したときには、第１の電流源は、第１のスイッチ回路に
より、第２のトランジスタのエミッタに接続され、第２
の電流源は、第２のスイッチ回路により、第１のトラン
ジスタのエピツタに接続される。このとき、第１の電流
源の電流は第１のトランジスタ、コンデンサを介して流
れてコンデンサを充放電させ、第２の電流源の電流は第
５ １のトランジスタのみに流れる。次に、かかる状態から
第１のトランジスタがオフに、第２のトランジスタがオ
ンへと変化すると、第１．第２のスイッチ回路の遅延時
間によって第１の電流源が切り替えられていなくとも、
第１の電流源に連動した第２の電流源が第１のトランジ
スタのエミッタに接続されているため、第１の電流源に
代って第２の電流源の電流が第２のトランジスタからコ
ンデンサを介して流れ、コンデンサの充放電が行なわれ
る。

したがって、第１のスイッチ回路の動作に遅延があって
も、この遅延期間第２の電流源が第１の電流源の代りに
コンデンサに充放電動作を行なわせるので、従来技術の
ような発振特性の直線性劣化が生ずることはない。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明による電圧制御発振器の一実施例を示す
回路図であって、Ｑ１４〜Ｑ２０はトランジスタ、）？
４〜Ｒ６は抵抗、Ａ３は電流源、６ ■、は電圧源であり、第５図に対応する部分には同一符
号をつけて重複する説明を省略する。

同図において、トランジスタＱ１４．ｑ１５４；ｔそれ
らのエミッタが共通接続されて第２のスイッチ回路を構
成しており、トランジスタＱ１４のベースはトランジス
タＱ４のベースに、トランジスタＱ１５のベースはトラ
ンジスタＱ３のベースに夫々接続され、トランジスタＱ
１４のコレクタはトランジスタＱ１のエミッタに、トラ
ンジスタＱ１５のコレクタはトランジスタＱ２のエピツ
タに夫々接続されている。トランジスタＱＩ４．Ｑ１５
の共通接続されたエミッタは第２の電流源を構成するト
ランジスタＱ１６のコレクタに接続され、トランジスタ
Ｑ１６の工くツタは抵抗Ｒ４を介して接地されている。

また、このトランジスタＱ１６のベースは、トランジス
タＱ５のベースとともに、入力端子ｌに接続されている
。

トランジスタＱ１７のエミッタはトランジスタＱｌのコ
レクタとトランジスタＱ２のベースとに接続され、１−
ランジスタＱ１８のエミッタはトう７ ンジスタＱ２のコレクタとトランシタＱ１９のベースと
に接続されている。トランジスタＱＩ７゜Ｑ１８のベー
スはともに電圧源Ｖ、に、トランジスタＱＩ７．Ｑ１Ｂ
のコレクタばともに電圧源ＶＣＣに夫々接続されている
。トランジスタＱ１９゜Ｑ２０のエミッタは共通接続さ
れ、電流源Ａ３を介して接地されている。また、トラン
ジスタＱ１９のコレクタは、抵抗Ｒ５を介して電圧源Ｖ
ｃｃに接続されているとともに、トランジスタＱ８のへ
一スにも接続され、トランジスタＱ２０のコレクタは、
抵抗Ｒ６を介して電圧源■。、に接続されているととも
に、トランジスタＱｌｌのベースにも接続されている。

次に、この実施例の動作を第２図を用いて説明する。但
し、第２図は第１図の各部の信号の波形図であって、第
１図に対応する信号には同一符号をつけている。

第１図および第２図において、トランジスタＱ３、Ｑ４
から威る第１のスイッチ回路とトランジスタＱ１４．Ｑ
１５は同じ発振信号によって制御８ されるため、第１の電流源であるトランジスタＱ５のコ
レクタ電流Ｉ。と、第２の電流源であるトランジスタＱ
１６のコレクタ電流Ｉ。′とは同期して切り替えられる
。

第２図における時点ｔ１で発振出力がＨｉｇｈ　レベル
からＬｏｗレベルへと反転すると、トランジスタＱ１は
オンからオフへ、トランジスタＱ２はオフからオンへと
変化する。この時点ｔ、においては、第１．第２のスイ
ッチ回路とも遅延時間がτ１であるために、動作切り替
えが行なわれておらず、トランジスタＱ３はオフ、トラ
ンジスタＱ４はオンとなっている。同様にして、トラン
ジスタＱ１４はオン、トランジスタＱ１５はオフとなっ
ており、第２の電流源であるトランジスタＱ１６のコレ
クタ電流Ｉ。′は電流Ｉ、としてトランジスタＱ１４を
介して流れる。これにより、この電流■。′はオンして
いるトランジスタＱ２→コンデンサＣ１→トランジスタ
Ｑ１４の経路を流れるため、時点ｔ１からトランジスタ
Ｑ１の工ξツ２り電位すは時間とともに降下する。そし
て、時点９ ｔｌよりも時間τ１だけ遅れた時点ｔ２でトランジスタ
Ｑ３．Ｑ１５がオンとなり、トランジスタＱ４．Ｑ１４
がオフとなると、電流１゜′はトランジスタＱ２→トラ
ンジスタＱ１５の経路を流れてコンデンサＣＩに流れな
くなるが、ここで、第１の電流源であるトランジスタＱ
５のコレクタ電流１ｏがトランジスタＱ２→コンデンサ
Ｃ１→トランジスタＱ３の経路を流れるため、時点ｔ２
からは電流Ｉ。によってトランジスタＱ１のエミッタ電
位すは時間とともに降下する。

トランジスタＱ１のエピツタ電位すが２ΔＶ降下した時
点ｔ３で発振信号ａがＬｏ−レヘルからＨｉｇｈ　レヘ
ルへとレヘル反転すると、この時点ｔ３から第１．第２
のスイッチ回路が動作する時点ｔ、までの遅延時間τ１
の期間では、第２の電流源の電流！。′がトランジスタ
Ｑ１５では電流■４となり、トランジスタＱｌ→コンデ
ンサＣ１−トランジスタＱ１５の経路を流れてトランジ
スタＱ２のエミッタ電位Ｃが時間とともに降下し、時点
ｔ４で第１．第２のスイッチ回路が切り替わ０ ると、第１の電流源の電流Ｉ。がトランジスタＱ１→コ
ンデンサＣ１→トランジスタＱ４の経路を流れ、トラン
ジスタＱ２のエミッタ電位Ｃの降下を継続させる。

以上の動作により、第１図において、抵抗Ｒ１゜Ｒ４の
抵抗値を等しくしておくと、ｌ０＝Ｉ。

となり、時点ｔ、から時点ｔ３までの電位すと時点ｔ３
から時点ｔ、までの電位Ｃは同し一定の傾きで降下する
。このことから、時点ｔ１から時点ｔ３までの時間をＴ
、′とすると、 ０ （但し、１０”１０’） と表わされ、この実施例の発振周波数ｆは、２Ｔ、　　
　　　４ＣΔＶ となり、発振周波数ｆは第１．第２のスイッチ回路の遅
延時間τ１の影響を受けない。すなわち、この実施例で
は、トランジスタＱ３．Ｑ４より成るスイッチ回路での
電流切り替え動作に遅れがあ１ つても、その影響を受けないので、発振特性の直線性が
劣化しない。

ところで、第５図に示した従来技術では、先に説明した
ように、発振振幅の制限を行なうトランジスタＱ６．Ｑ
７により、発振特性の直線性が劣化し、第２高調波が発
生したが、この本実施例では、発振スイッチングを繰り
返すトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタに夫々負荷とな
るトランジスタＱ１７．Ｑ１Ｂが接続され、これらトラ
ンジスタＱ１７．Ｑ１Ｂの各エミッタに差動アンプを構
成するトランジスタＱ２０．Ｑ１９のベースが接続され
、これらトランジスタＱ１９．Ｑ２０のコレクタより発
振振幅ΔＶの発振信号を取り出すように構成されており
、これにより、トランジスタのベース・エミッタ間のダ
イオード特性を不要として発振振幅の制限を可能とし、
上記の発生特性の直線性の劣化や第２高調波の発生を防
止している。

すなわち、第１図において、トランジスタＱ１７〜Ｑ２
０で構成される回路は特公昭４８−２０９３２２ 号公報の第１図に示される電流増幅回路であって、その
動作は、トランジスタＱ１７．Ｑ１Ｂに流れる電流を夫
々しｉｌ＝　　ｌｓｚとし、トランジスタＱ１９Ｑ２０
に流れる電流を夫々Ｉｌｌ＋　　Ｉｌｌとすると、Ｉｓ
ｌ：　ｌ５２＝　１＋＋　：　Ｉ　ｔｚ　　−−−（７
）なる関係が成立する。Ｉ・ランジスタＱ１７．Ｑ１８
に流れる電流Ｉ　Ｓｌ、　　ｒ　５２は、トランジスタ
ＱＩＱ２のオン・オフ動作により、０か（１０１１，’
　）のいずれかである。

ここで、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２が
オンのとき、Ｉｓｌ−〇、１．、。−Ｉ。＋１゜となり
、電流源Ａ３の電流値を１１　とすると、上記（７）式
より、１゜−０，１１２＝ＩＬ　となる。

抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値が等しくＲ，とすると、トラン
ジスタＱ１９のコレクタ電位はほぼ電圧源ＶＣＣの電圧
値に等しく、トランジスタＱ２０のコレクタ電位は電圧
源ＶＣＣよりＲ１・■１だけ低い電位となる。また、ト
ランジスタＱｌがオン、トランジスタＱ２がオフのとき
には、Ｉ　ｓ＋＝　１０＋１ｏ’　、　　Ｉ　５２＝０
となり、同様にして、ｌ１ｌ−Ｉ１３ ■１□−〇であってトランジスタＱ１９のコレクタ電位
は電圧源ＶＣＣよりＲｔ’ｌｔ　だけ低い電位となり、
トランジスタＱ２０のコレクタ電位は電圧源ＶＣＣにほ
ぼ等しい電圧値となる。

そこで、トランジスタＱ１９．Ｑ２０のコレクタより取
り出される発振信号の振幅ΔＶは次式で表わされる。

ΔＶ＝Ｒ，・■１　　　　・・・・・・・・・（８）上
式（８）を（６〉式に代入すると、発振周波数ｆは、 １゜ ｆ＝　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・・・・
・　（９）４　Ｃ−Ｒ，・　Ｉ。

となり、発振周波数ｆを変えるために電流Ｉ。を変化さ
せても、発振振幅ΔＶが変化しないので、発振特性の直
線性劣化が生しない。また、振幅ΔＶは抵抗Ｒ５，Ｒ６
の抵抗値と電流源Ａ３の電流値によって決まり、従来回
路のようなダイオードを用いた振幅制限を削除できるの
で、発振信号ａの立ち上がり部分での第８図に示したよ
うな波形なまりを防止することができ、第２高調波が発
生４ することはない。

第３図は第１図に示した電圧制御発振器を用いたＶ　Ｔ
　ＲのＦＭ変調器の−（鳥体例を示す回路図であって、
３は人力変換回路、４は増幅回路、５゜６は入力端子、
７はインバータ、８は出力端子、９が第１図に示した電
圧制御発振器、Ｑ２１−Ｑ３４、Ｑ４０〜Ｑ４９はトラ
ンジスタ、Ｒ１１〜Ｒ３１は抵抗、Ａ４．Ａ５は電流源
であり、第１図に対応する部分番こは同一符号をつけて
重複する説明を省略する。

同図において、入力変換回路３は従来の低い周波数でＦ
Ｍ変調する方式とより高い周波数でＦＭ変調する新方式
との２種類の方式に合わせて電圧制御発振器９の発振周
波数を切り替え制御する。

増幅回路４は電圧制御発振器９から出力される発振信号
を増幅する。入力端子５からは輝度信号が人力され、入
力端子６からはＦＭ変調する周波数帯域を切り替える方
式選択信号が人力される。入力端子５から入力された輝
度信号は抵抗Ｒ１４゜Ｒ１５により信号電流に変換され
る。入力端子６５ より人力された方式選択信号がＨｉｇｈ　レベルのとき
には、新方式の高い周波数でのＦＭ変調を行なうことが
指令される。

このときには、トランジスタＱ２８はオフ、トランジス
タＱ２９はオンとなる。これによってトランジスタ６２
６はオン、トランジスタＱ２７はオフとなり、抵抗Ｒ１
４によって信号電流に変換された輝度信号がトランジス
タＱ２６、カレントミラーを構成するトランジスタＱ３
０．Ｑ３１、さらに、次のカレントミラーを構成するト
ランジスタＱ３３．Ｑ３４．Ｑ５．Ｑ１６を介して電圧
制御発振器９に供給され、ＦＭ変調される。

従来の低い周波数でＦＭ変調する場合には、入力端子６
からの方式選択信号はＬｏｗレベルであり、トランジス
タＱ２ＢがオンしてトランジスタＱ２９がオフする。こ
れにより、トランジスタＱ２７がオンし、抵抗Ｒ１５に
よる信号電流がトランジスタＱ２７．Ｑ３０．Ｑ３１．
Ｑ３３．Ｑ３４を介して電圧制御発振器９に供給される
。

ここで、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の抵抗値を夫々適６ 当な値に調整することにより、方式別にＦＭ変調度をコ
ントロールできるし、また、抵抗Ｒ１６Ｒ１７を調整す
ることにより、夫々独立に入力端子５からの入力信号が
ないときの発振周波数を制御卸することができる。

増幅回路４はＦＭ変調した輝度信号を磁気テプ上に記録
するのに適した振幅に増幅する。■１゛Ｒでは、回路電
源ＶＣＣの電圧値は５ｖ程度と低いため、電圧制御発振
器９から直接大きな振幅でＦＭ輝度信号を取り出すこと
ができない。このために、増幅回路４が必要となる。こ
のとき、トランジスタＱ４３．Ｑ４４および抵抗Ｒ２６
，Ｒ２７から戒る差動対の入力ダイナミックレンジを供
給される発振信号の振幅よりも大きくしてリニア動作さ
セることにより、第２高調波の発生が抑えられた発振信
号を、劣化させることなく、増幅して取り出すことがで
きる。

また、電圧制御発振器９において、トランジスタＱ１９
．Ｑ２０のベースに接続された抵抗Ｒ１９゜Ｒ２０は回
路寄生発振を防止し、発振出力波形に７ 生しるリンギングを抑える作用がある。さらに、トラン
ジスタＱ１７．Ｑ１８のベースは、第１図では電圧源Ｖ
、に接続されていたが、この具体例では、電圧源ＶＣＣ
に接続されている。しかし、その効果は第１図の場合と
かわりない。

第４図は本発明による電圧制御発振器の他の実施例を示
す回路図であって、Ｑ５１．Ｑ５２はスイッチ動作する
トランジスタ、Ｒ５１〜Ｒ５４は抵抗、１０は入力端子
であり、第１図に対応する部分には同一符号をつけて重
複する説明を省略する。

同図において、トランジスタＱ１のコレクタは抵抗Ｒ５
３を介して電圧源ＶＣＣに接続されているとともに、抵
抗Ｒ５２、トランジスタＱ５２を介して電圧源ＶＣＣに
接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ
５４を介して電圧源ＶＣＣに接続されるとともに、抵抗
Ｒ５１、トランジスタＱ５１を介して電圧源ＶＣＣに接
続されている。

トランジスタＱ５２．Ｑ５１のベースはともに入力端子
９に接続され、入力端子９より人力される８ 制御信号によってオン・オフ制御されるスイッチ回路と
して動作する。

次に、この実施例の動作を説明する。

発振周波数ｆを高くするために電流■。を大きくすると
、トランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタに発生する発振振
幅も大きくなり、さらに、電流１ｏを大きくしていくと
、トランジスタＱｌ、Ｑ２が飽和してしまう。

そこで、電流Ｉ。を増加させて高い周波数で発振させる
場合には、入力端子９から制御信号を入力してスイッチ
回路として動作するトランジスタＱ５１．Ｑ５２をオン
させ、トランジスタＱｌのコレクタの負荷抵抗を抵抗Ｒ
５３から抵抗Ｒ５２゜Ｒ５３の並列抵抗にし、また、ト
ランジスタＱ２のコレクタの負荷抵抗を抵抗Ｒ５４から
抵抗Ｒ５１゜Ｒ５４の並列抵抗にして夫々負荷抵抗の抵
抗値を小さくする。これにより、トランジスタＱ１．Ｑ
２が飽和するのを防止することができる。

また、低い周波数で発振させるときには、トランジスタ
Ｑ５１．Ｑ５２をオフさセることにより、９ トランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタの負荷抵抗は夫々Ｒ
５３，Ｒ５４となる。したがって、この実施例をＶＴＲ
のＦＭ変調器として用いる場合、入力端子９から従来方
式の低い周波数でＦＭ調するか、新方式の高い周波数で
ＦＭ変調するかを選択する方式選択信号を入力すること
により、広範囲な発振動作を行なわせることができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、コンデンサの充
放電を行う第１の電流源に連動した第２の電流源と、第
１の電流源を切り替える第１のスイッチ回路と、これに
逆相で動作する第２のスイッチ回路を設けたことにより
、該第１の電流源を切り替えるタイごングが遅れても、
その遅れ期間第２の電流源が代わりにコンデンサの充放
電を行なうので、切り替えタイミングの遅れによる発振
特性の直線性劣化を防止する効果があり、周波数変化幅
の広い電圧制御発振器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

０ 第１図は本発明による電圧制御発振器の一実施例を示す
回路図、第２図は第１図の各部の信号を示す波形図、第
３図はこの実施例を用いたＦＭ変調器の一具体例を示す
回路図、第４図は本発明による電圧制御′６１１発振器
の他の実施例を示す回路図、第５図は従来の電１丁制御
発振器の一例を示す回路図、第６図はこの従来の電圧制
御発振器の発振特性を示す図、第７図は第５図の各部の
信号を示す波形図、第８図は第５図に示した電圧制御発
振器の出力波形の一例を示す図である。 Ｑｌ、Ｑ２・・・・・・・・・無安定マルチハルブレー
クを構成するＩ・ランジスク、Ｑ３．Ｑ４・・・・・・
・・・第１のスイッチ回路を構成するトランジスタ、Ｑ
５・・・・・・・・・第１の電流源を構成するトランジ
スタ、Ｑ１４Ｑ１５・・・・・・・・・第２のスイッチ
回路を構成するトランジスタ、Ｑｌ６・・・・・・・・
・第２の電流源を構成する１−ランシスタ、ＣＩ・・・
・・・・・・コンデンサ。 代　理　人　ブ１理土　＋＋＆：　　ＳｊＪ＋次部（外
１名）第 ５ 図 １１３− 第 図 Ａｕ４吉ち電圧

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１、第２のトランジスタと、該第１、第２のトラ
   ンジスタのエミッタ間に接続されたコンデンサと、入力
   信号電圧に応じて大きさが変化する電流を発生する第１
   の電流源と、該第１、第２のトランジスタのエミッタを
   交互に選択して該第１の電流源に接続する第１のスイッ
   チ回路とを備えた電圧制御発振器において、 該第１の電流源に連動して大きさが変化する電流を発生
   する第２の電流源と、 該第１、第２のエミッタを交互に選択して該第２の電流
   源に接続する第２のスイッチ回路とを設け、該第１の電
   流源が該第１のトランジスタのエミッタに接続されたと
   きに該第２の電流源が該第２のトランジスタのエミッタ
   に接続され、該第１の電流源が該第２のトランジスタの
   エミッタに接続されたときに該第２の電流源が該第１の
   トランジスタのエミッタに接続されるように、該第１、
   第２のスイッチ回路が同期して動作することを特徴とす
   る電圧制御発振器。 ２、請求項１において、 ベースが前記第１のトランジスタのコレクタに接続され
   た第３のトランジスタと、 エミッタが該第３のトランジスタのエミッタに接続され
   、ベースが前記第２のトランジスタのコレクタに接続さ
   れた第４のトランジスタとを設け、 該第３のトランジスタのコレクタに得られる第１の発振
   信号が前記第１のトランジスタのベースに供給され、 該第４のトランジスタのコレクタに得られる第２の発振
   信号が前記第２のトランジスタのベースに供給され、 かつ、該第１、第２の発振信号によつて前記第１、第２
   のスイッチ回路の動作タイミングを制御することを特徴
   とする電圧制御発振器。 ３、請求項１または２において、 前記第１のトランジスタのコレクタに接続されて第１の
   負荷抵抗となる第１の抵抗と、 前記第２のトランジスタのコレクタに接続されて第２の
   負荷抵抗となる第２の抵抗と、 該第１の負荷抵抗の抵抗値を変化させる第１の手段と、 該第２の負荷抵抗の抵抗値を変化させる第２の手段 とを設けたことを特徴とする電圧制御発振器。 ４、請求項３において 前記第１の手段は、第３の抵抗と制御信号によつてオン
   、オフ制御される第５のトランジスタとが直列接続され
   てなり、 前記第２の手段は、第４の抵抗と該制御信号によつてオ
   ン、オフ制御される第６のトランジスタとが直列接続さ
   れてなり、 前記第１の手段は前記第１の抵抗に、前記第２の手段は
   前記第２の手段に、夫々並列接続されていることを特徴
   とする電圧制御発振器。