JPH0410709A - 無安定マルチバイブレータ - Google Patents
無安定マルチバイブレータInfo
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- JPH0410709A JPH0410709A JP2110423A JP11042390A JPH0410709A JP H0410709 A JPH0410709 A JP H0410709A JP 2110423 A JP2110423 A JP 2110423A JP 11042390 A JP11042390 A JP 11042390A JP H0410709 A JPH0410709 A JP H0410709A
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- Japan
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- capacitor
- output
- resistor
- current
- pole
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、無安定マルチバイブレータに関する。
［従来技術とその問題点］
従来、簡単な無安定マルチバイブレータとして第５図（
ａ）に示す如きものが汎用されている。
ａ）に示す如きものが汎用されている。
すなわち、コンデンサＣ１の充放電を、出力端ＰＯに接
続する抵抗ＲＴ を介して行ない、該コンデンサＣＴの
抵抗ＲＴに接続している方の極の電圧レベルを安定化抵
抗ＲＳを介して入力端Ｐ１に与えるもので、出力は第５
図（ｂ）に示す如く、ハイレベルの間の時間Ｔ１ とロ
ーレベルの間の時間Ｔ２が等しい方形波となる。なおこ
の場合、ＴＩ ＝Ｔ２＝ ｋＩＣ）Ｒ１ ここでに１は周波数および素子 により定まる係数（〜１．１） となる。
続する抵抗ＲＴ を介して行ない、該コンデンサＣＴの
抵抗ＲＴに接続している方の極の電圧レベルを安定化抵
抗ＲＳを介して入力端Ｐ１に与えるもので、出力は第５
図（ｂ）に示す如く、ハイレベルの間の時間Ｔ１ とロ
ーレベルの間の時間Ｔ２が等しい方形波となる。なおこ
の場合、ＴＩ ＝Ｔ２＝ ｋＩＣ）Ｒ１ ここでに１は周波数および素子 により定まる係数（〜１．１） となる。
ところで、この種の無安定マルチバイブレータは、上記
時間ＴＩ と上記時間Ｔ２とを独立に設定すること、す
なわちデユーティ比を変化せしめることができず、デユ
ーティ比を変えた方形波を必要とするときは、該無安定
マルチバイブレークに、他の回路を接続する方法が採ら
れてきた。例えば１該無安定マルチバイブレータの出力
を単安定マルチバイブレータに入力せしめ、該単安定マ
ルチバイブレークの外付けのコンデンサ・抵抗の容量・
抵抗値を調節し、この単安定マルチバイブレークから所
望のパルス幅（時間Ｔ＋ ）の出力を所望の間隔（時間
Ｔ２ ）で継続的に出力せしめる方法、或いは、遅延回
路とアンドゲートを追加し、該無安定マルチバイブレー
タの出力と、該出力に一定の遅延を与えた出力との論理
積を得る方法等が用いられてきた。
時間ＴＩ と上記時間Ｔ２とを独立に設定すること、す
なわちデユーティ比を変化せしめることができず、デユ
ーティ比を変えた方形波を必要とするときは、該無安定
マルチバイブレークに、他の回路を接続する方法が採ら
れてきた。例えば１該無安定マルチバイブレータの出力
を単安定マルチバイブレータに入力せしめ、該単安定マ
ルチバイブレークの外付けのコンデンサ・抵抗の容量・
抵抗値を調節し、この単安定マルチバイブレークから所
望のパルス幅（時間Ｔ＋ ）の出力を所望の間隔（時間
Ｔ２ ）で継続的に出力せしめる方法、或いは、遅延回
路とアンドゲートを追加し、該無安定マルチバイブレー
タの出力と、該出力に一定の遅延を与えた出力との論理
積を得る方法等が用いられてきた。
しかし、これらの方法では、例えば単安定マルチバイブ
レータ或いは遅延回路等の追加により、部品数すなわち
ＩＣの必要点数が増し５延いては構造が複雑化し、更に
消費電流も大きいものとなるという問題があった。
レータ或いは遅延回路等の追加により、部品数すなわち
ＩＣの必要点数が増し５延いては構造が複雑化し、更に
消費電流も大きいものとなるという問題があった。
［発明の目的］
本発明は」−述の如き事情に鑑みてなされたものであり
、部品点数を増すことなく、デユーティ比を広い範囲で
設定できる無安定マルチバイブレータの提供を目的とす
る。
、部品点数を増すことなく、デユーティ比を広い範囲で
設定できる無安定マルチバイブレータの提供を目的とす
る。
［発明の要点］
本発明は、上記目的を達成するために、無安定マルチバ
イブレータにおいて出力のデユーティ比を決しているコ
ンデンサと抵抗回路とからなる充放電回路に、ダイオー
ドを導入し、」−記コンデンサの一方の極へ電流が流入
するときと、当該一方の極から電流が流出するときとで
上記抵抗回路の抵抗値を変えるようにしたことを要旨と
する。
イブレータにおいて出力のデユーティ比を決しているコ
ンデンサと抵抗回路とからなる充放電回路に、ダイオー
ドを導入し、」−記コンデンサの一方の極へ電流が流入
するときと、当該一方の極から電流が流出するときとで
上記抵抗回路の抵抗値を変えるようにしたことを要旨と
する。
［実施例］
以下、図面に示す実施例により、本発明を具体的に説明
する。
する。
第１図（ａ）は、本発明の第１の実施例の回路構成を示
すものである。すなわち、前段インバータ１の出力端は
中段インバータ２の入力端に接続し、中段インバータ２
の出力端は後段インバータ３の入力端に接続し、該後段
インバータ３の出力端が該無安定マルチバイブレータの
出力端となっている。そして後段インバータ３の出力端
には抵抗Ｒ１１，ＲＴ２が並列に接続し、抵抗ＲＴＩの
他端には、ダイオードＤＩのアノード、抵抗ＲＴ２の他
端にはダイオードＤ２のカソードがそれぞれ接続されて
いる。また、ダイオードＤ１のカソードおよびダイオー
ドＤ２のアノードは、一方の極が中段インバータ２の入
力端に接続されているコンデンサｃｒの他極側に接続さ
れており、またコンデンサＣＴの該他極側は安定化抵抗
Ｒ３を介して前段インバータｌの入力端に接続されてい
る。
すものである。すなわち、前段インバータ１の出力端は
中段インバータ２の入力端に接続し、中段インバータ２
の出力端は後段インバータ３の入力端に接続し、該後段
インバータ３の出力端が該無安定マルチバイブレータの
出力端となっている。そして後段インバータ３の出力端
には抵抗Ｒ１１，ＲＴ２が並列に接続し、抵抗ＲＴＩの
他端には、ダイオードＤＩのアノード、抵抗ＲＴ２の他
端にはダイオードＤ２のカソードがそれぞれ接続されて
いる。また、ダイオードＤ１のカソードおよびダイオー
ドＤ２のアノードは、一方の極が中段インバータ２の入
力端に接続されているコンデンサｃｒの他極側に接続さ
れており、またコンデンサＣＴの該他極側は安定化抵抗
Ｒ３を介して前段インバータｌの入力端に接続されてい
る。
上記の如くに構成された本実施例では、後段インバータ
３の出力すなわち該無安定マルチバイブレータの出力が
ハイレベルのときは、中段インバータ２の出力はローレ
ベルとなり、電流が、後段インバータ３の出力端→抵抗
ＲＴＩ→ダイオードＤ１→コンデンサＣＴ→中段インバ
ータ２の出力端と流れるが、この電流は抵抗ＲＨの抵抗
値によって制御される。上記の如き電流によりコンデン
サＣ１が充電されていき、前段インバータｌの入力端の
電位が、該前段インバータ１のスレッシュホールドレベ
ルを越えると前段インバータ１、中段インバータ２、後
段インバータ３の出方は全て反転する。これにより後段
インバータ３の出力すなわち該無安定マルチバイブレー
クの出力はけ一レベルとなり中段インバータ２の出力は
ハイレベルになる。このためコンデンサＣＴの安定化抵
抗Ｒ３に接続している側の極の電位は、上記ハイレベル
電位にコンデンサＣＴでの？ｔｔ 位差を加算したもの
となる。従って、前段インバータ１の入力端の電位はこ
のスレッシュホールドレベルより大幅に高いものとなり
、また電流が中段インバータ２の出力端→コンデンサＣ
１→ダイオードＤ２→抵抗ＲＴ２→後段インバータ３の
出力端と流れるが、この電流は、抵抗ＲＴ２の抵抗値に
より制御される。上記の始き放電電流によりコンデンサ
ＣＴの放電および極性反転後の充電が進んでいき、これ
に伴ない前段インバータ１の入力端の電位も低下してく
るが、該前段インバータｌの入力端の電位が前段インバ
ータ１のスレッシュホールドレベル以下となると前段イ
ンバータ１、中段インバータ２、後段インバータ３の出
力は反転する。このためコンデンサｃｒの安定化抵抗Ｒ
３に接続している側の極の電位は上記ローレベル電位か
らコンデンサＣ１での電位差を減じたものとなる。従っ
て、前段インバータ１の入力端の電位はこのスレッシュ
ホールドレベルより大幅に低くなり、電流も抵抗ＲＴＩ
、ダイオードＤ１を通ってコンデンサＣ１に流込む状態
に戻る。以上の如き動作において、後段インバータ３の
出力が、ハイレベルである間の時間をＴＩ 、 ローレ
ベルである間の時間をＴ２とすると、時間Ｔ＋ 、Ｔ２
は次のように表わされる。
３の出力すなわち該無安定マルチバイブレータの出力が
ハイレベルのときは、中段インバータ２の出力はローレ
ベルとなり、電流が、後段インバータ３の出力端→抵抗
ＲＴＩ→ダイオードＤ１→コンデンサＣＴ→中段インバ
ータ２の出力端と流れるが、この電流は抵抗ＲＨの抵抗
値によって制御される。上記の如き電流によりコンデン
サＣ１が充電されていき、前段インバータｌの入力端の
電位が、該前段インバータ１のスレッシュホールドレベ
ルを越えると前段インバータ１、中段インバータ２、後
段インバータ３の出方は全て反転する。これにより後段
インバータ３の出力すなわち該無安定マルチバイブレー
クの出力はけ一レベルとなり中段インバータ２の出力は
ハイレベルになる。このためコンデンサＣＴの安定化抵
抗Ｒ３に接続している側の極の電位は、上記ハイレベル
電位にコンデンサＣＴでの？ｔｔ 位差を加算したもの
となる。従って、前段インバータ１の入力端の電位はこ
のスレッシュホールドレベルより大幅に高いものとなり
、また電流が中段インバータ２の出力端→コンデンサＣ
１→ダイオードＤ２→抵抗ＲＴ２→後段インバータ３の
出力端と流れるが、この電流は、抵抗ＲＴ２の抵抗値に
より制御される。上記の始き放電電流によりコンデンサ
ＣＴの放電および極性反転後の充電が進んでいき、これ
に伴ない前段インバータ１の入力端の電位も低下してく
るが、該前段インバータｌの入力端の電位が前段インバ
ータ１のスレッシュホールドレベル以下となると前段イ
ンバータ１、中段インバータ２、後段インバータ３の出
力は反転する。このためコンデンサｃｒの安定化抵抗Ｒ
３に接続している側の極の電位は上記ローレベル電位か
らコンデンサＣ１での電位差を減じたものとなる。従っ
て、前段インバータ１の入力端の電位はこのスレッシュ
ホールドレベルより大幅に低くなり、電流も抵抗ＲＴＩ
、ダイオードＤ１を通ってコンデンサＣ１に流込む状態
に戻る。以上の如き動作において、後段インバータ３の
出力が、ハイレベルである間の時間をＴＩ 、 ローレ
ベルである間の時間をＴ２とすると、時間Ｔ＋ 、Ｔ２
は次のように表わされる。
Ｔ１ ＝ ｋ２ａｃｒ ＲＴＩ
Ｔ２ ＝ ｋ２ｂｃＴＲＴ２
（ｋ２ａ、 ｋ２ｂは定数）
上記の２式から分かるように該無安定マルチノくイブレ
ータの出力が、ノ＼イレベルである時間Ｔ１とローレベ
ルである時間Ｔ２は抵抗ＲＴＩ、ＲＴ２の抵抗値を選択
することにより任意かつ独立に設定することができる。
ータの出力が、ノ＼イレベルである時間Ｔ１とローレベ
ルである時間Ｔ２は抵抗ＲＴＩ、ＲＴ２の抵抗値を選択
することにより任意かつ独立に設定することができる。
例えば抵抗ＲＴＩの抵抗値を抵抗ＲＴ２の抵抗値より小
さくした場合には第１図（ｂ）に示す如き方形波が得ら
れることになる。
さくした場合には第１図（ｂ）に示す如き方形波が得ら
れることになる。
第２図は、本発明の第２実施例の回路構成を示すもので
ある。すなわち前記第１実施例におけるダイオードＤ２
が取除かれた構成となっており、後段インバータ３の出
力端側からコンデンサＣＴに電流が流込む時は、抵抗Ｒ
ＴＩ、ＲＴ２の並列抵抗回路を経て行なわれるが、逆に
後段インバータ３の出力端側に流れるときは、ダイオー
ドＤの存在により電流は専ら抵抗ＲＴ２を経て流れるこ
とになる。而して、該無安定マルチバイブレータの出力
が、ハイレベルとなる時間Ｔｌ 、ローレベルとなる時
間Ｔ２は、それぞれ以下の如くになる。
ある。すなわち前記第１実施例におけるダイオードＤ２
が取除かれた構成となっており、後段インバータ３の出
力端側からコンデンサＣＴに電流が流込む時は、抵抗Ｒ
ＴＩ、ＲＴ２の並列抵抗回路を経て行なわれるが、逆に
後段インバータ３の出力端側に流れるときは、ダイオー
ドＤの存在により電流は専ら抵抗ＲＴ２を経て流れるこ
とになる。而して、該無安定マルチバイブレータの出力
が、ハイレベルとなる時間Ｔｌ 、ローレベルとなる時
間Ｔ２は、それぞれ以下の如くになる。
Ｔ２ ＝ １ｌｂｃｒ ＲＴ２
（ｋ３ａ、 ｋ３ｂは定数）
なお、この実施例では時間Ｔ１の方が、時間Ｔ２より短
かくなるが、逆に出力が／＼イレベルとなる時間Ｔ１の
方を長くする場合は、ダイオードＤの向きを逆転すれば
良い。また、抵抗ＲＴＩ、ＲＴ２を可変抵抗とすること
で出力がハイおよびローレベルである間の時間ＴＩ 、
Ｔ２ をより細に設定できる無安定マルチバイブレータ
の提供ができることは勿論である。
かくなるが、逆に出力が／＼イレベルとなる時間Ｔ１の
方を長くする場合は、ダイオードＤの向きを逆転すれば
良い。また、抵抗ＲＴＩ、ＲＴ２を可変抵抗とすること
で出力がハイおよびローレベルである間の時間ＴＩ 、
Ｔ２ をより細に設定できる無安定マルチバイブレータ
の提供ができることは勿論である。
次に、本発明に係る無安定マルチバイブレータを用いた
低周波治療器について説明する。なお、低周波治療器は
、ストレスや神経疲労などから生じる肩こり等を治療す
べく、その患部を低周波のパルス電流で刺激して活発化
し疲労等を取る治療器である。
低周波治療器について説明する。なお、低周波治療器は
、ストレスや神経疲労などから生じる肩こり等を治療す
べく、その患部を低周波のパルス電流で刺激して活発化
し疲労等を取る治療器である。
第３図は、上記低周波治療器の回路構成を示すものであ
る。本回路は、負極側が接地されている電源電池Ｅによ
り電源が与えられ直流高電圧を発生する高電圧発生部１
０と、選択された周期の方形波を送出し、これによりス
イッチングトランジスタＴｒ２を開閉制御する方形波発
生回路Ｍ Ｖ ２と、上記電源電池Ｅにより電源が与え
られ上記方形波に応じた発光を行なうインジケータ部１
２と、上記スイッチングトランジスタＴｒ２の開閉に基
づく治療用パルス波を導出する治療用パルス波導出部１
４と、この治療用パルス波の極性切替を行なう極性切替
スイッチ５１１１と、人体に接し、人体に上記治療用パ
ルス波を与える導子Ｔ ａ Ｉ、Ｔ ａ ２とからなる
。
る。本回路は、負極側が接地されている電源電池Ｅによ
り電源が与えられ直流高電圧を発生する高電圧発生部１
０と、選択された周期の方形波を送出し、これによりス
イッチングトランジスタＴｒ２を開閉制御する方形波発
生回路Ｍ Ｖ ２と、上記電源電池Ｅにより電源が与え
られ上記方形波に応じた発光を行なうインジケータ部１
２と、上記スイッチングトランジスタＴｒ２の開閉に基
づく治療用パルス波を導出する治療用パルス波導出部１
４と、この治療用パルス波の極性切替を行なう極性切替
スイッチ５１１１と、人体に接し、人体に上記治療用パ
ルス波を与える導子Ｔ ａ Ｉ、Ｔ ａ ２とからなる
。
高電圧発生部ｌＯにおいて方形波発生回路Ｍ Ｖ ＋
は、前記第２実施例に係る無安定マルチバイブレータで
あり、この出力（一定周期の方形波）は抵抗Ｒ４を介し
てスイッチングトランジスタＴ ｒ ＋のベースに与え
られ、該スイッチングトランジスタＴ ｒ ｌを開閉す
る。従って、電源電池ＥからインダクタンスＬおよびス
イッチングトランジスタＴ ｒ ＋を経てアースに流れ
る電流は、一定周期で断続され、この電流が切れる度に
、瞬間的に、インダクタンスＬに極めて大きな逆起電力
が発生する。このためその都度」−記インダクタンスＬ
にアノード側が接続されている逆流阻止用のダイオード
Ｄｉｒを介して高電圧蓄電用コンデンサＣＩに大きな電
流が瞬間的に流込んでいき高電圧蓄電用コンデンサＣ１
は高い電圧に充電されていくことになる。なお、高電圧
蓄電用コンデンサＣ１に並列接続されている抵抗Ｒ５ｔ
ツェナーダイオードＺ＋ 、Ｚ２からなる直列回路は
、必要以上の電圧を除くための回路である。第４図（ａ
）は、該高電圧発生部ｌＯの各部の電圧状態を示すもの
で、同図のＰｌに示す如き方向波が方形波発生回路ＭＶ
、から送出されたときは、各立下りのタイミングに、同
図Ｐ２に示すような大きな逆起電力がインダクタンスＬ
に発生し、この起電力により高電圧蓄電用コンデンサＣ
１は充電されていき、その電圧は同図Ｐ３に示す如くに
なる。この場合、同図Ｐ２に示すような逆起電力の大き
さは、同図Ｐ１に示す方形波の幅（すなわちハイレベル
の間の時間Ｔ＋）には依存せず、インダクタンスＬの大
きさと上記方形波の立下りの急峻さ（正確には電流値の
時間微分）の積になっているので、幅の狭い方形波を用
いた方が電源電池Ｅの電力消費を節減するという観点か
ら有利である。このため本発明による無安定マルチバイ
ブレータの如く、幅の狭い方形波を任意の間隔で継続出
力できる無安定マルチバイブレータを利用することは電
力節減上、極めて有利である。
は、前記第２実施例に係る無安定マルチバイブレータで
あり、この出力（一定周期の方形波）は抵抗Ｒ４を介し
てスイッチングトランジスタＴ ｒ ＋のベースに与え
られ、該スイッチングトランジスタＴ ｒ ｌを開閉す
る。従って、電源電池ＥからインダクタンスＬおよびス
イッチングトランジスタＴ ｒ ＋を経てアースに流れ
る電流は、一定周期で断続され、この電流が切れる度に
、瞬間的に、インダクタンスＬに極めて大きな逆起電力
が発生する。このためその都度」−記インダクタンスＬ
にアノード側が接続されている逆流阻止用のダイオード
Ｄｉｒを介して高電圧蓄電用コンデンサＣＩに大きな電
流が瞬間的に流込んでいき高電圧蓄電用コンデンサＣ１
は高い電圧に充電されていくことになる。なお、高電圧
蓄電用コンデンサＣ１に並列接続されている抵抗Ｒ５ｔ
ツェナーダイオードＺ＋ 、Ｚ２からなる直列回路は
、必要以上の電圧を除くための回路である。第４図（ａ
）は、該高電圧発生部ｌＯの各部の電圧状態を示すもの
で、同図のＰｌに示す如き方向波が方形波発生回路ＭＶ
、から送出されたときは、各立下りのタイミングに、同
図Ｐ２に示すような大きな逆起電力がインダクタンスＬ
に発生し、この起電力により高電圧蓄電用コンデンサＣ
１は充電されていき、その電圧は同図Ｐ３に示す如くに
なる。この場合、同図Ｐ２に示すような逆起電力の大き
さは、同図Ｐ１に示す方形波の幅（すなわちハイレベル
の間の時間Ｔ＋）には依存せず、インダクタンスＬの大
きさと上記方形波の立下りの急峻さ（正確には電流値の
時間微分）の積になっているので、幅の狭い方形波を用
いた方が電源電池Ｅの電力消費を節減するという観点か
ら有利である。このため本発明による無安定マルチバイ
ブレータの如く、幅の狭い方形波を任意の間隔で継続出
力できる無安定マルチバイブレータを利用することは電
力節減上、極めて有利である。
方形波発生回路ＭＶ２は、本発明の第２実施例を応用し
た無安定マルチバイブレークであり、ダイオードと直列
接続していない抵抗ＲＩＯを可変抵抗としたものである
。この抵抗ＲＩＯの抵抗値を調節することにより第４図
（ｂ）のＰ４に示す如き方形波をその間隔（すなわちロ
ーレベルの間の時間Ｔ２ ）を０．５〜２秒の範囲で変
更できるようになっている。このような方形波発生回路
Ｍ Ｖ ２からの方形波は抵抗ＲＩ３を介してスイッチ
ングトランジスタＴｒ２のベースに与えられ、スイッチ
ングトランジスタＴｒ２は上記時間Ｔ２を周期とし極く
短時間、オン状態となる。そしてこのオン状態において
上記高電圧発生部１０の高電圧蓄電用コンデンサＣ１か
ら抵抗Ｒ６、スイッチングトランジスタＴ ｒ ２を経
てアースに大きな電流が流れ、このとき抵抗Ｒ６の一部
である抵抗Ｒ６Ｐでの電圧降下分の電圧が抵抗Ｒ７で分
圧された上で極性切替スエ ２ イッチＳＷＩを介して導子Ｔ ａ ｌ、Ｔａ２間に与え
られる。すなわち、スイッチングトランジスタＴｒ２の
コレクタの１Ｅ位は、方形波発生回路ＭＶＰから方形波
が送られてきて該スイッチングトランジスタＴｒ２がオ
ン状態となる度に、第４図（ｂ）のＰ５に示す如く、ア
ースレベルとなり、その都度、導子Ｔ ａ ｌ、Ｔ ａ
２間には同図のＰ６に示す如きパルス波が印加される
ことになる。この導子Ｔ ａ Ｉ、Ｔ ａ ２間に印加
されるパルス波に応じたパルス電流が導子Ｔ ａ Ｉ、
Ｔ ａ ２に接している人体の患部に流れ、これが髭？
療効果を発揮する。また、スイッチングトランジスタＴ
ｒ ２がオン状態となっているとき、すなわち、人体
の患部にパルス電流が流れているときは、スイッチング
トランジスタＴｒ３もオン状態となり電源電池Ｅから抵
抗Ｒ１２、ＬＥＤ １３、スイッチングトランジスタＴ
ｒ ３を経てアースに電流が流れ、ＬＥＤ １３が発
光する。
た無安定マルチバイブレークであり、ダイオードと直列
接続していない抵抗ＲＩＯを可変抵抗としたものである
。この抵抗ＲＩＯの抵抗値を調節することにより第４図
（ｂ）のＰ４に示す如き方形波をその間隔（すなわちロ
ーレベルの間の時間Ｔ２ ）を０．５〜２秒の範囲で変
更できるようになっている。このような方形波発生回路
Ｍ Ｖ ２からの方形波は抵抗ＲＩ３を介してスイッチ
ングトランジスタＴｒ２のベースに与えられ、スイッチ
ングトランジスタＴｒ２は上記時間Ｔ２を周期とし極く
短時間、オン状態となる。そしてこのオン状態において
上記高電圧発生部１０の高電圧蓄電用コンデンサＣ１か
ら抵抗Ｒ６、スイッチングトランジスタＴ ｒ ２を経
てアースに大きな電流が流れ、このとき抵抗Ｒ６の一部
である抵抗Ｒ６Ｐでの電圧降下分の電圧が抵抗Ｒ７で分
圧された上で極性切替スエ ２ イッチＳＷＩを介して導子Ｔ ａ ｌ、Ｔａ２間に与え
られる。すなわち、スイッチングトランジスタＴｒ２の
コレクタの１Ｅ位は、方形波発生回路ＭＶＰから方形波
が送られてきて該スイッチングトランジスタＴｒ２がオ
ン状態となる度に、第４図（ｂ）のＰ５に示す如く、ア
ースレベルとなり、その都度、導子Ｔ ａ ｌ、Ｔ ａ
２間には同図のＰ６に示す如きパルス波が印加される
ことになる。この導子Ｔ ａ Ｉ、Ｔ ａ ２間に印加
されるパルス波に応じたパルス電流が導子Ｔ ａ Ｉ、
Ｔ ａ ２に接している人体の患部に流れ、これが髭？
療効果を発揮する。また、スイッチングトランジスタＴ
ｒ ２がオン状態となっているとき、すなわち、人体
の患部にパルス電流が流れているときは、スイッチング
トランジスタＴｒ３もオン状態となり電源電池Ｅから抵
抗Ｒ１２、ＬＥＤ １３、スイッチングトランジスタＴ
ｒ ３を経てアースに電流が流れ、ＬＥＤ １３が発
光する。
なお、低周波治療器により人体の患部に流すパルス電流
の間隔が０．５秒のときは、人体は患部をもまれている
感じがし、１．５〜２秒のときは、たたかれている感じ
がする。従って、低周波治療器では、極めて幅の狭い方
形波を０．５〜２秒といった間隔で出力できる無安定マ
ルチバイブレークを必要とするが、本発明に係る無安定
マルチバイブレータは出力がハイレベルである間の時間
Ｔ１ とローレベルである間の時間Ｔ２を独立かつ任意
に設定できるので、低周波治療器用の無安定マルチバイ
ブレータとして極めて有効である。
の間隔が０．５秒のときは、人体は患部をもまれている
感じがし、１．５〜２秒のときは、たたかれている感じ
がする。従って、低周波治療器では、極めて幅の狭い方
形波を０．５〜２秒といった間隔で出力できる無安定マ
ルチバイブレークを必要とするが、本発明に係る無安定
マルチバイブレータは出力がハイレベルである間の時間
Ｔ１ とローレベルである間の時間Ｔ２を独立かつ任意
に設定できるので、低周波治療器用の無安定マルチバイ
ブレータとして極めて有効である。
なお、この発明は上記実施例に限定されず、この発明を
逸脱しない範囲内において種々変形応用可能である。
逸脱しない範囲内において種々変形応用可能である。
［発明の効果］
本発明は以上詳述したように、無安定マルチバイブレー
タにおいて出力のデユーティ比を決しているコンデンサ
と抵抗回路とからなる充放電回路に、ダイオードを導入
し、上記コンデンサの一方の極に電流が流込むときと、
該一方の極から電流が流出するときとで上記抵抗回路の
抵抗値を変えるようにした無安定マルチバイブレータに
係るものであるから、部品点数を増すことなく、デユー
ティ比を広い範囲で設定できる無安定マルチバイブレー
クの提供を可能とする。
タにおいて出力のデユーティ比を決しているコンデンサ
と抵抗回路とからなる充放電回路に、ダイオードを導入
し、上記コンデンサの一方の極に電流が流込むときと、
該一方の極から電流が流出するときとで上記抵抗回路の
抵抗値を変えるようにした無安定マルチバイブレータに
係るものであるから、部品点数を増すことなく、デユー
ティ比を広い範囲で設定できる無安定マルチバイブレー
クの提供を可能とする。
第１図は本発明の第１実施例の回路構成および出力方形
波を示す図、第２図は本発明の第２実施例の回路構成を
示す図、第３図は本発明に係る無安定マルチバイブレー
タを利用した低周波治療器の回路構成を示す図、第４図
は＄３図に示す低周波治療器の各部の電圧状態を示す図
、第５図は従来例を説明するための図である。 スタ、Ｓｊｌ＋・・・・・・極性切替スイッチ、Ｔ ａ
ｌ、Ｔ ａ ２・・・・・・導子、Ｅ・・・・・・電
源電池、ＣＩ・・・・・・高電圧蓄電用コンデンサ、ｚ
、、ｚ２・・・・・・ツェナーダイオード、ＭＶ＋ 、
ＭＶ２・・・・・・方形波発生回路、Ｌ・・・・・・イ
ンダクタンス。
波を示す図、第２図は本発明の第２実施例の回路構成を
示す図、第３図は本発明に係る無安定マルチバイブレー
タを利用した低周波治療器の回路構成を示す図、第４図
は＄３図に示す低周波治療器の各部の電圧状態を示す図
、第５図は従来例を説明するための図である。 スタ、Ｓｊｌ＋・・・・・・極性切替スイッチ、Ｔ ａ
ｌ、Ｔ ａ ２・・・・・・導子、Ｅ・・・・・・電
源電池、ＣＩ・・・・・・高電圧蓄電用コンデンサ、ｚ
、、ｚ２・・・・・・ツェナーダイオード、ＭＶ＋ 、
ＭＶ２・・・・・・方形波発生回路、Ｌ・・・・・・イ
ンダクタンス。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 抵抗回路を介して行なわれるコンデンサの充放電を利用
した無安定マルチバイブレータにおいて、 ダイオードを利用することにより、上記コンデンサの一
方の極へ電流が流入するときと、当該一方の極から電流
が流出するときとで、上記抵抗回路の抵抗値を切替える
ようにしたことを特徴とする無安定マルチバイブレータ
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2110423A JPH0410709A (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | 無安定マルチバイブレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2110423A JPH0410709A (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | 無安定マルチバイブレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0410709A true JPH0410709A (ja) | 1992-01-14 |
Family
ID=14535384
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2110423A Pending JPH0410709A (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | 無安定マルチバイブレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0410709A (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63122467A (ja) * | 1986-11-11 | 1988-05-26 | 久光製薬株式会社 | 小型低周波治療器 |
| JPS63236406A (ja) * | 1987-03-25 | 1988-10-03 | Fujitsu Ltd | パルス発生回路 |
| JPS63281663A (ja) * | 1987-04-24 | 1988-11-18 | ミネソタ マイニング アンド マニユフアクチユアリング カンパニー | 生体組織刺激装置 |
| JPS63317164A (ja) * | 1987-06-22 | 1988-12-26 | Advance Co Ltd | 皮膚貼着型電気刺激装置キット |
-
1990
- 1990-04-27 JP JP2110423A patent/JPH0410709A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63122467A (ja) * | 1986-11-11 | 1988-05-26 | 久光製薬株式会社 | 小型低周波治療器 |
| JPS63236406A (ja) * | 1987-03-25 | 1988-10-03 | Fujitsu Ltd | パルス発生回路 |
| JPS63281663A (ja) * | 1987-04-24 | 1988-11-18 | ミネソタ マイニング アンド マニユフアクチユアリング カンパニー | 生体組織刺激装置 |
| JPS63317164A (ja) * | 1987-06-22 | 1988-12-26 | Advance Co Ltd | 皮膚貼着型電気刺激装置キット |
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