JPH04126414A - Ｆｍ多重データ受信装置 - Google Patents
Ｆｍ多重データ受信装置Info
- Publication number
- JPH04126414A JPH04126414A JP24781690A JP24781690A JPH04126414A JP H04126414 A JPH04126414 A JP H04126414A JP 24781690 A JP24781690 A JP 24781690A JP 24781690 A JP24781690 A JP 24781690A JP H04126414 A JPH04126414 A JP H04126414A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 101150109831 SIN4 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はＦＭ多重データ受信装置に係り、特に該装置の
データ放送の高感度受信方式に関する。
データ放送の高感度受信方式に関する。
［従来の技術］
データ放送のベースバンド信号ＥＢは下記（１）式であ
られされる。
られされる。
ＥＢ＝ ＥＯ＋ Ｄ１ｃｏｓ４ωｐ ｔ ＋ ＤＱｓｉ
ｎ４ωｐｔ （１）ここで、ＥＯは音声信号であり
、データ信号は副搬送波周波数４ｆｐ＝７６に七の４相
ＤＰＳＫ変調信号を用いているので、ＤＩ、ＤＱで表示
しである。
ｎ４ωｐｔ （１）ここで、ＥＯは音声信号であり
、データ信号は副搬送波周波数４ｆｐ＝７６に七の４相
ＤＰＳＫ変調信号を用いているので、ＤＩ、ＤＱで表示
しである。
（１）式の周波数成分を第２図に示す。同図から明らか
なように音声信号ＥｏはＥＭ、 ＰＣＯ５ωｐｔ、Ｅｓ
ｃｏｓ２ωＰしの３成分から成り、データ信号は６１〜
９１ｋＨ２の帯域を占めている。
なように音声信号ＥｏはＥＭ、 ＰＣＯ５ωｐｔ、Ｅｓ
ｃｏｓ２ωＰしの３成分から成り、データ信号は６１〜
９１ｋＨ２の帯域を占めている。
第５図は上述したデータ放送用の従来の受信機を示す。
同図において、１は受信アンテナ、２は局部発振器、３
は周波数コンバータ、４は中心周波数１０．７ＭＨｚの
バンドパスフィルタ、５はリミッタ、６はＦＭ復調器（
ディスクリミーネータ）、７は通過帯域６１〜９１ｋＨ
ｚのバンドパスフィルタ、８はｃｏｓ４ωＰｔ信号発生
器、９は９０″′移相器、１０及び１１は同期検波器、
１２及び１３は通過帯域０−１５ｋＨｚのローパスフィ
ルタ、１４は復号器、１５はデータ信号出力を示す。
は周波数コンバータ、４は中心周波数１０．７ＭＨｚの
バンドパスフィルタ、５はリミッタ、６はＦＭ復調器（
ディスクリミーネータ）、７は通過帯域６１〜９１ｋＨ
ｚのバンドパスフィルタ、８はｃｏｓ４ωＰｔ信号発生
器、９は９０″′移相器、１０及び１１は同期検波器、
１２及び１３は通過帯域０−１５ｋＨｚのローパスフィ
ルタ、１４は復号器、１５はデータ信号出力を示す。
上記ＦＭ受信機において、受信アンテナ１の出力は高周
波増幅された後、周波数コンバータ３に与えられ、局部
発振器２の出力周波数との差の周波数を有するように変
換され、更にバンドパスフィルタ４を介して取り出され
ることにより、ＩＦ（中間周波）信号を得る。このＩＦ
倍信号ＦＭ変調波であり、リミッタ５及びＦＭ復調器６
を通ることにより前述した（１）式のベースバンド信号
ＥＢが復元される。
波増幅された後、周波数コンバータ３に与えられ、局部
発振器２の出力周波数との差の周波数を有するように変
換され、更にバンドパスフィルタ４を介して取り出され
ることにより、ＩＦ（中間周波）信号を得る。このＩＦ
倍信号ＦＭ変調波であり、リミッタ５及びＦＭ復調器６
を通ることにより前述した（１）式のベースバンド信号
ＥＢが復元される。
このベースバンド信号からデータ部分をとり出すため、
該信号をバンドパスフィルタ７を通して６１〜９１ｋＨ
ｚのデータ部分をとり出し、これに基づいて信号発生器
８及び移相器９が夫々ｃｏｓ ４ωｐｔ、５ｉｎ４ωｐ
ｔの信号を発生する。
該信号をバンドパスフィルタ７を通して６１〜９１ｋＨ
ｚのデータ部分をとり出し、これに基づいて信号発生器
８及び移相器９が夫々ｃｏｓ ４ωｐｔ、５ｉｎ４ωｐ
ｔの信号を発生する。
を記ｃｏｓ４ωｐｔの信号とデータ信号Ｄ ＩＣＯ８４
ωｐ ｔ ＋ Ｄ４）ｓｉｎ４ （ＩＪＰ ｔとを同期
検波器１０で同期検波して、その出力をローパスフィル
タ１２からとり出すことによりデータＤ、を得る。同様
に、上記５ｉｎ４ωｐｎと上記データ信号とを同期検波
器１１及びローパスフィルタＩ３で処理してデータＤＱ
を得る。これらＤｌ、ＤＱは復号器１４を経てデータ出
力Ｉ５となる。
ωｐ ｔ ＋ Ｄ４）ｓｉｎ４ （ＩＪＰ ｔとを同期
検波器１０で同期検波して、その出力をローパスフィル
タ１２からとり出すことによりデータＤ、を得る。同様
に、上記５ｉｎ４ωｐｎと上記データ信号とを同期検波
器１１及びローパスフィルタＩ３で処理してデータＤＱ
を得る。これらＤｌ、ＤＱは復号器１４を経てデータ出
力Ｉ５となる。
Ｃ発明が解決しようとする課題］
さて、上述した従来のＦＭ受信機の方式では、ＦＭ復調
器６のために第４図に示すＦＭ復調ノイズを発生する。
器６のために第４図に示すＦＭ復調ノイズを発生する。
特に同図Ｎ、に示すようにデータ信号の６１〜９１ ｋ
、Ｈｚの帯域ではＦＭ復調ノイズは著しく大きくなって
おり、これが同期検波器１Ｏ１１２により低周波ノイズ
に換算されるので、データ信号Ｄｒ、ＤＱのＳＮ比が低
下する。
、Ｈｚの帯域ではＦＭ復調ノイズは著しく大きくなって
おり、これが同期検波器１Ｏ１１２により低周波ノイズ
に換算されるので、データ信号Ｄｒ、ＤＱのＳＮ比が低
下する。
換言すれば、ＦＭの音声放送の受信可能エリアに比ベデ
ータ放送の受信可能エリアが狭くなる。
ータ放送の受信可能エリアが狭くなる。
特に車載受信機のように電界条件が変化する場合には、
放送局に近くても受信不能地域が増大してしまう。
放送局に近くても受信不能地域が増大してしまう。
五１立且並
本発明の目的はＦＭ多重データ信号をＳＮ比よく復調し
て放送可能な電界が低くても受信できるＦＭ多重データ
受信装置を提供してサービスエリアの拡大を可能とする
にある。
て放送可能な電界が低くても受信できるＦＭ多重データ
受信装置を提供してサービスエリアの拡大を可能とする
にある。
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するため、本発明はＦＭ変調波の受信信
号を中間周波数のＩＦ倍信号変換してＦＭ復調すること
によりＦＭ多重のベースバンド信号を得る第１ＦＭ復調
手段と、前記ベースバンド信号から副搬送波成分の信号
を検出する周波数検出手段と、前記副搬送波成分の信号
が入力され、該信号に対し所定の位相差を与えた位相差
信号を出力する位相差手段と、前記搬送波成分の信号及
び前記位相差信号に基づいて、前記ベースバンド信号か
らデータ信号を検出するデータ信号検出手段と、前記Ｉ
Ｆ倍信号入力され、前記副搬送波成分の信号及び前記位
相差信号の周波数逓倍した信号に基づいて、該ＩＦ倍信
号断続的に切換えて位相差を有する２つ中間周波数の信
号に分離して出力する第１切換手段と、前記分離された
２つの中間周波数の信号をＦＭ復調し復調信号を出力す
る第２ＦＭ復調手段と、前記復調信号が入力され、該信
号の極性を反転して極性反転信号を出力する極性反転手
段と、ｉｉ？７記副搬送渡成分の信号及び前記位相差信
号に基づいて、ｍｊ記復調信号と前記極性反転信号のい
ずれかを選択し、前記データ信号検出手段からノイズ成
分が除去された前記データ信号を出力させる第２切換手
段と、を有することを特徴とする。
号を中間周波数のＩＦ倍信号変換してＦＭ復調すること
によりＦＭ多重のベースバンド信号を得る第１ＦＭ復調
手段と、前記ベースバンド信号から副搬送波成分の信号
を検出する周波数検出手段と、前記副搬送波成分の信号
が入力され、該信号に対し所定の位相差を与えた位相差
信号を出力する位相差手段と、前記搬送波成分の信号及
び前記位相差信号に基づいて、前記ベースバンド信号か
らデータ信号を検出するデータ信号検出手段と、前記Ｉ
Ｆ倍信号入力され、前記副搬送波成分の信号及び前記位
相差信号の周波数逓倍した信号に基づいて、該ＩＦ倍信
号断続的に切換えて位相差を有する２つ中間周波数の信
号に分離して出力する第１切換手段と、前記分離された
２つの中間周波数の信号をＦＭ復調し復調信号を出力す
る第２ＦＭ復調手段と、前記復調信号が入力され、該信
号の極性を反転して極性反転信号を出力する極性反転手
段と、ｉｉ？７記副搬送渡成分の信号及び前記位相差信
号に基づいて、ｍｊ記復調信号と前記極性反転信号のい
ずれかを選択し、前記データ信号検出手段からノイズ成
分が除去された前記データ信号を出力させる第２切換手
段と、を有することを特徴とする。
［作用］
上記構成によれば前記データ信号の同期検波を行なう必
要がないので、前記ＦＭ復調に伴うノイズの影響を受け
ることがなくなる。
要がないので、前記ＦＭ復調に伴うノイズの影響を受け
ることがなくなる。
［実施例コ
以下図面に示す本発明の詳細な説明する。第１図は本発
明のＦＭ多重データ受信装置の一実施例を示し、第５図
と同一符号は同−又は類似の回路をあられし、更に、局
部発振器１６、周波数コンバータ１７．８ｆＰパルス発
生器１８、電子スイッチ１９，２４，２５、ＦＭ復調器
２０，２１゜極性反転回路２２，２３、通過帯域０−１
５に土のローパスフィルタ２６．２７を備えている。
明のＦＭ多重データ受信装置の一実施例を示し、第５図
と同一符号は同−又は類似の回路をあられし、更に、局
部発振器１６、周波数コンバータ１７．８ｆＰパルス発
生器１８、電子スイッチ１９，２４，２５、ＦＭ復調器
２０，２１゜極性反転回路２２，２３、通過帯域０−１
５に土のローパスフィルタ２６．２７を備えている。
上記実施例において、リミッタ５の出力は必要ならば、
局部発振器１６及び周波数コンバータ１７でその中間周
波数１０．７ＭＨｚをより高周波にする。
局部発振器１６及び周波数コンバータ１７でその中間周
波数１０．７ＭＨｚをより高周波にする。
第２図は前記実施例の各部の波形を示す。同図の（ａ）
〜（ｄ）は夫々信号発生器８及び移相器９により出力さ
れるｃｏｓ４ （Ｌｌｐ ｔ 、 ｃｏｓ４ ωｐ
ｔ 。
〜（ｄ）は夫々信号発生器８及び移相器９により出力さ
れるｃｏｓ４ （Ｌｌｐ ｔ 、 ｃｏｓ４ ωｐ
ｔ 。
５ｉｎ４ωｐｔ及び−５ｉｎ４ωｐｔのパルスを示す。
パルス発生器１８は上記第２図（ａ）〜（ｄ）のパルス
より上記パルスの２倍の周波数のパルス（ｅ）、（ｆ）
を作る。パルス（ａ）〜（ｄ）のパルス幅ｒ 、 ＝
ｌ ／ ４ ｆ ｐで、パルス（ｅ）、 （ｆ）のパ
ルス幅τ１＝τ、／２＝１／１６ ｆＰである。
より上記パルスの２倍の周波数のパルス（ｅ）、（ｆ）
を作る。パルス（ａ）〜（ｄ）のパルス幅ｒ 、 ＝
ｌ ／ ４ ｆ ｐで、パルス（ｅ）、 （ｆ）のパ
ルス幅τ１＝τ、／２＝１／１６ ｆＰである。
パルス発生器１８の出力で電子スイッチ１９が駆動され
、周波数コンバータ１７の出力を交互に切換えて出力す
る。即ち、ｃｏｓ ８ωｐｔ ＝−１−１ではＦＭ復調
器２０の系統を、またｃｏｓ８ ωｐｔ ＝ −１では
ＦＭ復調器２１の系統を夫々選択する。これらＦＭ復調
器２０．２１はパルスでゲイトされた工Ｆ信号をＦＭ復
調する。
、周波数コンバータ１７の出力を交互に切換えて出力す
る。即ち、ｃｏｓ ８ωｐｔ ＝−１−１ではＦＭ復調
器２０の系統を、またｃｏｓ８ ωｐｔ ＝ −１では
ＦＭ復調器２１の系統を夫々選択する。これらＦＭ復調
器２０．２１はパルスでゲイトされた工Ｆ信号をＦＭ復
調する。
第２図（ｋ）はベースバンド信号ＥＢ又はＩＦ倍信号周
波数分布を示す。但し、説明を簡単にするために破線の
Ｅｏは音声信号であり、実線で多重したｃｏｓ４ωｐｔ
は方形波で表現し、Ｄ１ｃｏｓ４ωｐｔとした（ＤＱ＝
Ｏ）、また第２図（ｏ）はＤＩの分布を示し、シ＝ｔ、
でｌからＯへの変化をしている。更に第２図（１）は（
ｋ）を（ｅ）のｃｏｓ ８ωｐｔでスイッチしたＩＰ倍
信号ＦＭ復調器２０で復調した波形である。
波数分布を示す。但し、説明を簡単にするために破線の
Ｅｏは音声信号であり、実線で多重したｃｏｓ４ωｐｔ
は方形波で表現し、Ｄ１ｃｏｓ４ωｐｔとした（ＤＱ＝
Ｏ）、また第２図（ｏ）はＤＩの分布を示し、シ＝ｔ、
でｌからＯへの変化をしている。更に第２図（１）は（
ｋ）を（ｅ）のｃｏｓ ８ωｐｔでスイッチしたＩＰ倍
信号ＦＭ復調器２０で復調した波形である。
このＦＭ復調器２０の出力は極性反転回路２３で極性反
転されると共に電子スイッチ２４は周期４ｆＰでＦＭ復
調器２０の出力と、極性反転回路２２の出力とを交互に
選択して第２図（ｍ）の信号を出力する。ここで、電子
スイッチ２４は電子スイッチ１９の入力ＩＦ倍信号側か
ら見ると、第２図（ｇ）と（ｈ）の波形で選択している
ことになる。
転されると共に電子スイッチ２４は周期４ｆＰでＦＭ復
調器２０の出力と、極性反転回路２２の出力とを交互に
選択して第２図（ｍ）の信号を出力する。ここで、電子
スイッチ２４は電子スイッチ１９の入力ＩＦ倍信号側か
ら見ると、第２図（ｇ）と（ｈ）の波形で選択している
ことになる。
同様にＦＭ復調器２１の復調出力も極性反転回路２３及
び電子スイッチ２５により上記（ｍ）と同様の波形（ｐ
）が得られる。電子スイッチ２５の等価的スイッチング
パルスは第２図（１）。
び電子スイッチ２５により上記（ｍ）と同様の波形（ｐ
）が得られる。電子スイッチ２５の等価的スイッチング
パルスは第２図（１）。
（ｊ）となる。
次に電子スイッチ２４の出力（ｍ）はローパスフィルタ
２６を通すことにより０−１５ｋｌｌｚの成分をとり出
され第２図（ｍ）の波形のＤＩを得る。
２６を通すことにより０−１５ｋｌｌｚの成分をとり出
され第２図（ｍ）の波形のＤＩを得る。
このＤ１ｃｏｓ４ωｐｔに対応するＦＭ復調器２５の出
力は（ｐ）であるが、ＦＭ復調器２５は（ｍ）の破線で
示した音声部分ＥＯを打ち消すのでこれは省略しである
。
力は（ｐ）であるが、ＦＭ復調器２５は（ｍ）の破線で
示した音声部分ＥＯを打ち消すのでこれは省略しである
。
この°信号（ｐ）はローパスフィルタでとり出されて（
ｑ）とな番ハこの（ｑ）は（ｍ ）と比べてはっきり区
別できる。ＤＱｓｉｎ４ωＰしが存在する場合には、Ｄ
Ｑがローパスフィルタ２７の出力となる。
ｑ）とな番ハこの（ｑ）は（ｍ ）と比べてはっきり区
別できる。ＤＱｓｉｎ４ωＰしが存在する場合には、Ｄ
Ｑがローパスフィルタ２７の出力となる。
このように上述した方式によると、電子スイッチ１９で
高周波信号（ｋ）を２つの信号に分離してから、ＦＭ復
調器２０．２１のみで復調できる長所があり、ローパス
フィルタ２６．２７の２個のみである。更にＦ〜１復調
後に上記データ信号の同期検波を行なわないので、第４
図のＦＭ復調に伴うＮ、のノイズの影響を受けず、はる
かに小しベルのノイズとなり、データ信号ＤＩ＋ ＤＱ
のＳへ比が向上し、Ｉ＆終的な誤り率が低下する。
高周波信号（ｋ）を２つの信号に分離してから、ＦＭ復
調器２０．２１のみで復調できる長所があり、ローパス
フィルタ２６．２７の２個のみである。更にＦ〜１復調
後に上記データ信号の同期検波を行なわないので、第４
図のＦＭ復調に伴うＮ、のノイズの影響を受けず、はる
かに小しベルのノイズとなり、データ信号ＤＩ＋ ＤＱ
のＳへ比が向上し、Ｉ＆終的な誤り率が低下する。
［発明の効果コ
以上説明したように本発明によれば、従来のＦＭ復調方
式におけるベースバンドの周波数に比例したノイズによ
るＦＭ多重信号が受ける影響を小さくして高ＳＮ比のデ
ータ信号の復調を行なうことができ、ＦＭ多重信号のサ
ービスエリアの拡大が可能になる。
式におけるベースバンドの周波数に比例したノイズによ
るＦＭ多重信号が受ける影響を小さくして高ＳＮ比のデ
ータ信号の復調を行なうことができ、ＦＭ多重信号のサ
ービスエリアの拡大が可能になる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
その動作を説明するための各部の波形図。 第３図はＦＭ多重データ信号におけるベースバンド信号
の周波数分布を示す図、第４図はＦＭ復調ノイズの周波
数分布を示す図、第５図は従来のＦＭ多重データ受信機
の構成を示すブロック図である。 ６．２０．２１・・・・・・・・・ＦＭ復調器、８・・
・・・・・・ｃｏｓ ４ωｐｔ信号発生器、９・・・・
・・・・・９０’移相器、２２．２３・・・・・・・・
・極性反転回路、１９，２４゜２５・・・・・・・・・
電子スイッチ。 ２６゜ ２７・・・・・・・ロー パスフィルタ。
その動作を説明するための各部の波形図。 第３図はＦＭ多重データ信号におけるベースバンド信号
の周波数分布を示す図、第４図はＦＭ復調ノイズの周波
数分布を示す図、第５図は従来のＦＭ多重データ受信機
の構成を示すブロック図である。 ６．２０．２１・・・・・・・・・ＦＭ復調器、８・・
・・・・・・ｃｏｓ ４ωｐｔ信号発生器、９・・・・
・・・・・９０’移相器、２２．２３・・・・・・・・
・極性反転回路、１９，２４゜２５・・・・・・・・・
電子スイッチ。 ２６゜ ２７・・・・・・・ロー パスフィルタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ＦＭ変調波の受信信号を中間周波数のＩＦ信号に変換し
てＦＭ復調することによりＦＭ多重のベースバンド信号
を得る第１ＦＭ復調手段と、前記ベースバンド信号から
副搬送波成分の信号を検出する周波数検出手段と、 前記副搬送波成分の信号が入力され、該信号に対し所定
の位相差を与えた位相差信号を出力する位相差手段と、 前記搬送波成分の信号及び前記位相差信号に基づいて、
前記ベースバンド信号からデータ信号を検出するデータ
信号検出手段と、を備え前記ＦＭ復調時にノイズ成分が
含まれたＦＭ多重放送のデータ信号を出力するＦＭ多重
データ受信装置において、 前記ＩＦ信号が入力され、前記副搬送波成分の信号及び
前記位相差信号の周波数逓倍した信号に基づいて、該Ｉ
Ｆ信号を断続的に切換えて位相差を有する２つの中間周
波数の信号に分離して出力する第１切換手段と、 前記分離された２つの中間周波数の信号をＦＭ復調し復
調信号を出力する第２ＦＭ復調手段と、前記復調信号が
入力され、該信号の極性を反転して極性反転信号を出力
する極性反転手段と、前記副搬送波成分の信号及び前記
位相差信号に基づいて、前記復調信号と前記極性反転信
号のいずれかを選択し、前記データ信号検出手段からノ
イズ成分が除去された前記データ信号を出力させる第２
切換手段と、 を有することを特徴とするＦＭ多重データ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24781690A JPH04126414A (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | Ｆｍ多重データ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24781690A JPH04126414A (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | Ｆｍ多重データ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04126414A true JPH04126414A (ja) | 1992-04-27 |
Family
ID=17169091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24781690A Pending JPH04126414A (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | Ｆｍ多重データ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04126414A (ja) |
-
1990
- 1990-09-18 JP JP24781690A patent/JPH04126414A/ja active Pending
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