JPH0565265B2 - - Google Patents
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- JPH0565265B2 JPH0565265B2 JP61164179A JP16417986A JPH0565265B2 JP H0565265 B2 JPH0565265 B2 JP H0565265B2 JP 61164179 A JP61164179 A JP 61164179A JP 16417986 A JP16417986 A JP 16417986A JP H0565265 B2 JPH0565265 B2 JP H0565265B2
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- welding
- transformer
- welding current
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は、例えば、TIG（タングステン・イ
ナートガス）溶接等に用いて好適なアーク溶接電
源に関する。
ナートガス）溶接等に用いて好適なアーク溶接電
源に関する。
［従来の技術］
第４図は、従来のアーク溶接電源の構成を示す
回路図であり、図において、１はバツテリ等の直
流電源（電圧はＥ）、Ｄ１，Ｄ２およびＤ３，Ｄ
４は各々電源Ｅの両端に逆方向に直列接続される
ダイオードである。各ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４のアノード、カソード間にはスイツチン
グ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が各々介挿されて
いる。この場合、上記ダイオードＤ１〜Ｄ４およ
びスイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４によりインバータ
INVが構成されている。このインバータINVの
出力端間には、平滑用リアクトル（配線中の浮遊
インダクタンスを含む）Ｌ、アークスタータAS、
電極Ｔ、アークＡおよび母材Ｗが直列に介挿され
る構成となつている。そして、図示せぬ制御部が
溶接電流Iwを検出しながら、溶接電流Iwの平均
値が目標値に一致するように、各スイツチング素
子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフを適宜制御するように
なつている。
回路図であり、図において、１はバツテリ等の直
流電源（電圧はＥ）、Ｄ１，Ｄ２およびＤ３，Ｄ
４は各々電源Ｅの両端に逆方向に直列接続される
ダイオードである。各ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４のアノード、カソード間にはスイツチン
グ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が各々介挿されて
いる。この場合、上記ダイオードＤ１〜Ｄ４およ
びスイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４によりインバータ
INVが構成されている。このインバータINVの
出力端間には、平滑用リアクトル（配線中の浮遊
インダクタンスを含む）Ｌ、アークスタータAS、
電極Ｔ、アークＡおよび母材Ｗが直列に介挿され
る構成となつている。そして、図示せぬ制御部が
溶接電流Iwを検出しながら、溶接電流Iwの平均
値が目標値に一致するように、各スイツチング素
子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフを適宜制御するように
なつている。
第５図は、上記回路におけるスイツチング素子
Ｓ１〜Ｓ４の一般的なオン／オフ制御タイミング
と溶接電流Iwの関係を示す図である。この図に
おいて、区間Taは第４図に示す矢印方向に溶接
電流Iwが流れる区間、区間Tbは上記矢印と逆方
向（負方向）に溶接電流Iwが流れる区間である。
また、区間Taにおいてスイツチング素子Ｓ２が
オンとなつている間にはリアクトルＬにエネルギ
が蓄えられ、同様に区間Tbにおいてスイツチン
グ素子Ｓ４がオンとなつている間にはリアクトル
Ｌに逆方向にエネルギが蓄えられる。そして、区
間T1、T1…はリアクトルＬに蓄えられたエネル
ギがスイツチＳ３、ダイオードＤ１を介して還流
する区間であり、区間T2、T2…はリアクトルＬ
に蓄えられたエネルギがスイツチング素子Ｓ１、
ダイオードＤ３を介して還流する区間である。
Ｓ１〜Ｓ４の一般的なオン／オフ制御タイミング
と溶接電流Iwの関係を示す図である。この図に
おいて、区間Taは第４図に示す矢印方向に溶接
電流Iwが流れる区間、区間Tbは上記矢印と逆方
向（負方向）に溶接電流Iwが流れる区間である。
また、区間Taにおいてスイツチング素子Ｓ２が
オンとなつている間にはリアクトルＬにエネルギ
が蓄えられ、同様に区間Tbにおいてスイツチン
グ素子Ｓ４がオンとなつている間にはリアクトル
Ｌに逆方向にエネルギが蓄えられる。そして、区
間T1、T1…はリアクトルＬに蓄えられたエネル
ギがスイツチＳ３、ダイオードＤ１を介して還流
する区間であり、区間T2、T2…はリアクトルＬ
に蓄えられたエネルギがスイツチング素子Ｓ１、
ダイオードＤ３を介して還流する区間である。
第５図ホから判るように、上述したスイツチ制
御を行えば溶接電流Iwのリツプルは、リアクト
ルＬの平滑効果により少なくなり、ほぼ一定レベ
ルの溶接電流Iwが正逆交互に流れる。
御を行えば溶接電流Iwのリツプルは、リアクト
ルＬの平滑効果により少なくなり、ほぼ一定レベ
ルの溶接電流Iwが正逆交互に流れる。
［発明が解決する問題点］
ところで、直流TIG溶接においては、溶接電流
に対し高周波パルス電流を重畳すると、電磁ピン
チ効果が増大し、アークの安定性が高められるこ
とが知られている。電磁ピンチ効果とは、アーク
電流によつて発生する磁界がアークの径を細くす
る方向に力を及ぼす性質のことで、アークの安定
化のために、好ましい性質である。したがつて、
高周波パルス電流を重畳する方法は、低電流溶接
が要求されてアークが不安定になりやすい薄板の
溶接に効果がある。
に対し高周波パルス電流を重畳すると、電磁ピン
チ効果が増大し、アークの安定性が高められるこ
とが知られている。電磁ピンチ効果とは、アーク
電流によつて発生する磁界がアークの径を細くす
る方向に力を及ぼす性質のことで、アークの安定
化のために、好ましい性質である。したがつて、
高周波パルス電流を重畳する方法は、低電流溶接
が要求されてアークが不安定になりやすい薄板の
溶接に効果がある。
一方、アルミニウム等のように、酸化し易い材
料の場合には、酸化膜を除去するクリーニング作
用を有する逆極性溶接あるいは交流溶接が適用さ
れることが多い。
料の場合には、酸化膜を除去するクリーニング作
用を有する逆極性溶接あるいは交流溶接が適用さ
れることが多い。
しかしながら、交流溶接電源の場合は、薄い材
料の溶接に際しては、溶接電流の平均値を低くし
なければならないため、アークが不安定となる欠
点があつた。そこで、直流溶接電源の場合と同様
に高周波パルスを重畳させることが考えられる
が、第４図に示す従来の交流溶接電源において
は、以下に述べるようにその重畳が困難であつ
た。
料の溶接に際しては、溶接電流の平均値を低くし
なければならないため、アークが不安定となる欠
点があつた。そこで、直流溶接電源の場合と同様
に高周波パルスを重畳させることが考えられる
が、第４図に示す従来の交流溶接電源において
は、以下に述べるようにその重畳が困難であつ
た。
すなわち、第４図に示す回路においては、平滑
用のリアクトルＬが有るから、第５図に示すよう
に溶接電流からリツプル分が除去され、このた
め、高周波パルスを重畳させることはできない。
そこで、リアクトルＬを除去もしくは小さな値と
すれば、第６図に実線で示すように、di／dtを大
きな値とすることができる。この場合、リアクト
ルＬおよび配線浮遊イダクタンスの影響で、溶接
電流Iwの波形を完全な矩形波とすることはでき
ず、図示のような三角波となるが、di／dtの値が
大であれば、所定の効果を奏することができる。
しかしながら、このようにリアクトルＬを小さな
値とすると平滑効果がなくなるため、溶接電流
Iwの平均値が小さい場合には、第６図に一点鎖
線で示すように溶接電流Iwが０となる区間がで
きてしまい、アーク切れが発生するという問題が
生じた。
用のリアクトルＬが有るから、第５図に示すよう
に溶接電流からリツプル分が除去され、このた
め、高周波パルスを重畳させることはできない。
そこで、リアクトルＬを除去もしくは小さな値と
すれば、第６図に実線で示すように、di／dtを大
きな値とすることができる。この場合、リアクト
ルＬおよび配線浮遊イダクタンスの影響で、溶接
電流Iwの波形を完全な矩形波とすることはでき
ず、図示のような三角波となるが、di／dtの値が
大であれば、所定の効果を奏することができる。
しかしながら、このようにリアクトルＬを小さな
値とすると平滑効果がなくなるため、溶接電流
Iwの平均値が小さい場合には、第６図に一点鎖
線で示すように溶接電流Iwが０となる区間がで
きてしまい、アーク切れが発生するという問題が
生じた。
この発明は、上述した事情に鑑みてなされたも
ので、交流溶接電源において、溶接電流に高周波
パルス電流を重畳させることができ、しかも溶接
電流平均値が小さく設定されている場合でもアー
ク切れを発生させることがない溶接電源を提供す
ることを目的としている。
ので、交流溶接電源において、溶接電流に高周波
パルス電流を重畳させることができ、しかも溶接
電流平均値が小さく設定されている場合でもアー
ク切れを発生させることがない溶接電源を提供す
ることを目的としている。
［問題点を解決するための手段］
この発明は、上述した問題点を解決するために
なされたもので、インバータの出力が１次側に供
給されるトランスと、このトランスの２次側に設
けられ負荷に対し正方向から電流を供給する第１
の一方向性スイツチおよび逆方向から電流を供給
する第２の一方向性スイツチと、前記正方向時の
負荷電流を前記２次側および前記第１の一方向性
スイツチとは別の経路で環流させる第３の一方向
性スイツチと、前記逆方向時の負荷電流を前記２
次側および前記第２の一方向性スイツチとは別の
経路で環流させる第４の一方向性スイツチとを具
備し、溶接電流が所定値を下回つたときに前記第
３、第４の一方向性スイツチをオン状態とするよ
うにしている。
なされたもので、インバータの出力が１次側に供
給されるトランスと、このトランスの２次側に設
けられ負荷に対し正方向から電流を供給する第１
の一方向性スイツチおよび逆方向から電流を供給
する第２の一方向性スイツチと、前記正方向時の
負荷電流を前記２次側および前記第１の一方向性
スイツチとは別の経路で環流させる第３の一方向
性スイツチと、前記逆方向時の負荷電流を前記２
次側および前記第２の一方向性スイツチとは別の
経路で環流させる第４の一方向性スイツチとを具
備し、溶接電流が所定値を下回つたときに前記第
３、第４の一方向性スイツチをオン状態とするよ
うにしている。
［作用］
インバータ側と負荷（アーク側）とがトランス
により結合されているので、負荷電流をトランス
を介して電源に回生することによりアーク電流の
di／dtが大きくなり、また、低電流時には第３、
第４の一方向性スイツチがオンとなるため溶接電
流がトランスを介さないバイパス経路を流れ、こ
れにより、di／dtが小さくなり、溶接電流が０に
なるのが防止される。
により結合されているので、負荷電流をトランス
を介して電源に回生することによりアーク電流の
di／dtが大きくなり、また、低電流時には第３、
第４の一方向性スイツチがオンとなるため溶接電
流がトランスを介さないバイパス経路を流れ、こ
れにより、di／dtが小さくなり、溶接電流が０に
なるのが防止される。
［実施例］
以下、図面を参照してこの発明の実施例につい
て説明する。
て説明する。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路
図であり、図において、前述した第４図の各部と
対応する部分には同一の符号を付しその説明を省
略する。
図であり、図において、前述した第４図の各部と
対応する部分には同一の符号を付しその説明を省
略する。
第１図において、６は１次コイルがインバータ
INVの出力端に接続されている高周波トランス
であり、２次コイルの一端にダイオード１３のカ
ソードが接続されるとともに、ダイオード１１の
アノードがスイツチング素子Ｓ７を介して接続さ
れている。ダイオード１３のアノードはスイツチ
ング素子９および電流検出器１５を順次介して母
材Ｗに接続されており、ダイオード１１のカソー
ドは、ダイオード１２のカソード、電流検出器１
５に各々接続されるとともに、スイツチング素子
Ｓ１０を介してダイオード１４のアノードに接続
されている。トランス６の２次コイルの他端はス
イツチング素子Ｓ８を介してダイオード１２のア
ノードに接続されるとともに、高周波トランス１
６の２次コイルを介して電極Ｔに接続され、ま
た、ダイオード１４のカソードに接続されてい
る。１８は、スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４および
スイツチング素子Ｓ７〜Ｓ１０のオン／オフ制御
と、アークスタータ１７の駆動制御を行う制御回
路であり、電流検出器１５が検出する溶接電流
Iw、設定部２２が設定する平均電流設定値と電
流フイードバツクとの偏差を積分して得られるピ
ーク電流設定値ip、および下側基準電流設定値ib
に基づいてオン／オフ制御が行われる。また、制
御回路１８内には発振器が設けられており、スイ
ツチング素子のオン／オフ切り換えは、この発振
器の出力信号（周波数は15kHz以上）の周期に基
づいて行われる。以上の構成において、ダイオー
ド１１とスイツチング素子Ｓ７とで第１の一方向
性スイツチが構成され、ダイオード１３とスイツ
チング素子Ｓ９とで第２の一方向性スイツチが構
成され、ダイオード１２とスイツチング素子Ｓ８
とで第３のスイツチが構成され、ダイオード１４
とスイツチング素子Ｓ１０とで第４の一方向性ス
イツチが構成されている。ここで、一方向性スイ
ツチとは、オン状態のときには一方向へ電流を流
し、オフ状態のときには回路を遮断するものをい
う。
INVの出力端に接続されている高周波トランス
であり、２次コイルの一端にダイオード１３のカ
ソードが接続されるとともに、ダイオード１１の
アノードがスイツチング素子Ｓ７を介して接続さ
れている。ダイオード１３のアノードはスイツチ
ング素子９および電流検出器１５を順次介して母
材Ｗに接続されており、ダイオード１１のカソー
ドは、ダイオード１２のカソード、電流検出器１
５に各々接続されるとともに、スイツチング素子
Ｓ１０を介してダイオード１４のアノードに接続
されている。トランス６の２次コイルの他端はス
イツチング素子Ｓ８を介してダイオード１２のア
ノードに接続されるとともに、高周波トランス１
６の２次コイルを介して電極Ｔに接続され、ま
た、ダイオード１４のカソードに接続されてい
る。１８は、スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４および
スイツチング素子Ｓ７〜Ｓ１０のオン／オフ制御
と、アークスタータ１７の駆動制御を行う制御回
路であり、電流検出器１５が検出する溶接電流
Iw、設定部２２が設定する平均電流設定値と電
流フイードバツクとの偏差を積分して得られるピ
ーク電流設定値ip、および下側基準電流設定値ib
に基づいてオン／オフ制御が行われる。また、制
御回路１８内には発振器が設けられており、スイ
ツチング素子のオン／オフ切り換えは、この発振
器の出力信号（周波数は15kHz以上）の周期に基
づいて行われる。以上の構成において、ダイオー
ド１１とスイツチング素子Ｓ７とで第１の一方向
性スイツチが構成され、ダイオード１３とスイツ
チング素子Ｓ９とで第２の一方向性スイツチが構
成され、ダイオード１２とスイツチング素子Ｓ８
とで第３のスイツチが構成され、ダイオード１４
とスイツチング素子Ｓ１０とで第４の一方向性ス
イツチが構成されている。ここで、一方向性スイ
ツチとは、オン状態のときには一方向へ電流を流
し、オフ状態のときには回路を遮断するものをい
う。
次に、上記構成によるこの実施例の動作につい
て説明する。
て説明する。
まず、設定部２２から平均電流設定値Iwa、ピ
ーク電流設定値ip、および下側基準電流設定値ib
を制御回路１８に供給する。そして、制御回路１
８は、アークスタータ１７を駆動してアークＡを
発生させ、また、第２図に示す期間T11において
は、スイツチング素子Ｓ７をオン（他のスイツチ
ング素子はすべてオフ）とする。この結果、トラ
ンス６の２次側では、スイツチング素子Ｓ７→ダ
イオードＤ１１→電流検出器１５→母材Ｗ→電極
Ｔなる経路で電流が流れる。ここで、トランス６
の２次側配線のインダクタンスをL2、トランス
６の１次コイル、２次コイルの巻線数をN1、
N2、電極−母材間の電圧をVaとすれば、溶接電
流Iwは、次式で表される。
ーク電流設定値ip、および下側基準電流設定値ib
を制御回路１８に供給する。そして、制御回路１
８は、アークスタータ１７を駆動してアークＡを
発生させ、また、第２図に示す期間T11において
は、スイツチング素子Ｓ７をオン（他のスイツチ
ング素子はすべてオフ）とする。この結果、トラ
ンス６の２次側では、スイツチング素子Ｓ７→ダ
イオードＤ１１→電流検出器１５→母材Ｗ→電極
Ｔなる経路で電流が流れる。ここで、トランス６
の２次側配線のインダクタンスをL2、トランス
６の１次コイル、２次コイルの巻線数をN1、
N2、電極−母材間の電圧をVaとすれば、溶接電
流Iwは、次式で表される。
Iw＝（Ｅ×（N2／N1）−Va）／L2 ……(1)
そして、制御回路１８は、電流検出器１５によ
つて検出される溶接電流Iwの平均値と所定の設
定値の偏差を積分し、この積分結果に所定定数を
乗じたもの（以下積分偏差という）と溶接電流
Iwの瞬時値とを比較する。そして、溶接電流Iw
が積分偏差を超えたときに、スイツチング素子Ｓ
１，Ｓ４をオフとする。スイツチング素子Ｓ１，
Ｓ４がオフになると、トランス６の２次側に蓄え
られたエネルギにより、上記期間T11と同様の経
路で電流が電源１に回生し、溶接電流Iwが急速
に減少する。すなわち、期間T12に入る。この期
間T12における溶接電流Iwは、次式で表される。
つて検出される溶接電流Iwの平均値と所定の設
定値の偏差を積分し、この積分結果に所定定数を
乗じたもの（以下積分偏差という）と溶接電流
Iwの瞬時値とを比較する。そして、溶接電流Iw
が積分偏差を超えたときに、スイツチング素子Ｓ
１，Ｓ４をオフとする。スイツチング素子Ｓ１，
Ｓ４がオフになると、トランス６の２次側に蓄え
られたエネルギにより、上記期間T11と同様の経
路で電流が電源１に回生し、溶接電流Iwが急速
に減少する。すなわち、期間T12に入る。この期
間T12における溶接電流Iwは、次式で表される。
Iw＝｜ip｜−（Ｅ×（N2／N1）＋Va）／L2 ……(2)
次に、制御回路１８は電流検出器１５が検出す
る溶接電流Iwと下側基準電流設定値ibとを比較
し、溶接電流Iwが下側基準電流設定値ibを下回
ると、スイツチング素子Ｓ８をオンとする。この
とき、スイツチング素子Ｓ７はオンのままでも、
オフに切り換えてもよい。そして、スイツチング
素子Ｓ７，Ｓ８が共にオンの場合は、溶接電流
Iwがスイツチング素子Ｓ８、ダイオードＤ１２
を介して還流するとともに、その一部がトランス
６の２次側を励磁する。そして、この励磁電流が
トランス６の１次側およびダイオードＤ２，Ｄ３
を介して電源１に回生される。一方、スイツチン
グ素子Ｓ７がオフでＳ８がオンの場合は、溶接電
流Iwがスイツチング素子Ｓ８、ダイオードＤ１
２を介して還流する。すなわち、スイツチング素
子Ｓ８がオンであれば、溶接電流Iwの全部ある
いは一部が、バイパス経路であるスイツチング素
子Ｓ８、ダイオード１２を順次介して流れる。し
たがつて、第２図に示す期間T13に示すように、
di／dtの値が著しく小さくなり、この間の溶接電
流Iwは、 Iw≒｜ib｜ ……(3) となり、下側基準電流設定値ibにほぼ等しくな
る。そして、制御回路１８内の発振器の出力信号
の１サイクル（周波数は15kHz以上）が終了する
と、各スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ７〜Ｓ１
０を再び期間T11の場合と同様のオン／オフ状態
とする。以後は、期間T11、T12、T13と同様の動
作が行われ、期間T11〜T13の一連の動作が所定
回数行われた後には、スイツチング素子Ｓ３，Ｓ
２をオンとし、溶接電流Iwの方向を切り換える。
そして、期間T11においては、スイツチング素子
Ｓ９のみをオンとし、期間T12においては、スイ
ツチング素子Ｓ９をオンとしたままスイツチング
素子Ｓ３，Ｓ２をオフとし、期間T13′において
は、スイツチング素子Ｓ９をオンあるいはオフと
してスイツチング素子Ｓ１０をオンとする。この
場合、各区間T11′〜T13′におけるスイツチング素
子の切り換えは、前述した区間T11〜T13とまつ
たく同様であり、ただ溶接電流Iwの方向が異な
るのみである。すなわち、各区間T11′〜T13′にお
ける溶接電流Iwの値も前述した(1)〜(3)式によつ
て現される。また、区間T11′〜T13′における制御
回路１８の動作も前述の場合と同様である。
る溶接電流Iwと下側基準電流設定値ibとを比較
し、溶接電流Iwが下側基準電流設定値ibを下回
ると、スイツチング素子Ｓ８をオンとする。この
とき、スイツチング素子Ｓ７はオンのままでも、
オフに切り換えてもよい。そして、スイツチング
素子Ｓ７，Ｓ８が共にオンの場合は、溶接電流
Iwがスイツチング素子Ｓ８、ダイオードＤ１２
を介して還流するとともに、その一部がトランス
６の２次側を励磁する。そして、この励磁電流が
トランス６の１次側およびダイオードＤ２，Ｄ３
を介して電源１に回生される。一方、スイツチン
グ素子Ｓ７がオフでＳ８がオンの場合は、溶接電
流Iwがスイツチング素子Ｓ８、ダイオードＤ１
２を介して還流する。すなわち、スイツチング素
子Ｓ８がオンであれば、溶接電流Iwの全部ある
いは一部が、バイパス経路であるスイツチング素
子Ｓ８、ダイオード１２を順次介して流れる。し
たがつて、第２図に示す期間T13に示すように、
di／dtの値が著しく小さくなり、この間の溶接電
流Iwは、 Iw≒｜ib｜ ……(3) となり、下側基準電流設定値ibにほぼ等しくな
る。そして、制御回路１８内の発振器の出力信号
の１サイクル（周波数は15kHz以上）が終了する
と、各スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ７〜Ｓ１
０を再び期間T11の場合と同様のオン／オフ状態
とする。以後は、期間T11、T12、T13と同様の動
作が行われ、期間T11〜T13の一連の動作が所定
回数行われた後には、スイツチング素子Ｓ３，Ｓ
２をオンとし、溶接電流Iwの方向を切り換える。
そして、期間T11においては、スイツチング素子
Ｓ９のみをオンとし、期間T12においては、スイ
ツチング素子Ｓ９をオンとしたままスイツチング
素子Ｓ３，Ｓ２をオフとし、期間T13′において
は、スイツチング素子Ｓ９をオンあるいはオフと
してスイツチング素子Ｓ１０をオンとする。この
場合、各区間T11′〜T13′におけるスイツチング素
子の切り換えは、前述した区間T11〜T13とまつ
たく同様であり、ただ溶接電流Iwの方向が異な
るのみである。すなわち、各区間T11′〜T13′にお
ける溶接電流Iwの値も前述した(1)〜(3)式によつ
て現される。また、区間T11′〜T13′における制御
回路１８の動作も前述の場合と同様である。
この実施例の場合、上記各期間には、次式のよ
うな関係がある。
うな関係がある。
T11／（T11＋T12＋T13）
＝T11′／（T11′＋T12′＋T13′）＜（１／２）
……(4) このような関係を設定したのは、以下の理由に
よる。すなわち、期間T11ではトランス６にＥ(V)
がかかり、期間T12、T13の回生期間ではトラン
ス６にＥ(V)がかかる。この場合、回生期間が期間
T11より短ければ、トランス６に偏磁が生じ、や
がて飽和してしまう事態が生じるが、期間T11が
回生期間よりも短ければ、トランス６は正方向に
励磁された分だけ逆方向に励磁されるから、偏磁
が生じることがなく、これにより、トランス６の
飽和が回避されるからである。
……(4) このような関係を設定したのは、以下の理由に
よる。すなわち、期間T11ではトランス６にＥ(V)
がかかり、期間T12、T13の回生期間ではトラン
ス６にＥ(V)がかかる。この場合、回生期間が期間
T11より短ければ、トランス６に偏磁が生じ、や
がて飽和してしまう事態が生じるが、期間T11が
回生期間よりも短ければ、トランス６は正方向に
励磁された分だけ逆方向に励磁されるから、偏磁
が生じることがなく、これにより、トランス６の
飽和が回避されるからである。
また、スイツチング素子Ｓ７，Ｓ９は極性切り
換え時のみにスイツチし、バイパス経路を形成す
るスイツチング素子Ｓ８，Ｓ１０は低電流時のみ
にスイツチするため、いずれも損失は小さい。
換え時のみにスイツチし、バイパス経路を形成す
るスイツチング素子Ｓ８，Ｓ１０は低電流時のみ
にスイツチするため、いずれも損失は小さい。
次に、第３図は、この発明の他の実施例の構成
を示す回路図である。この実施例には、第１図に
示すトランス６に代えてセンタータツプ付きの２
次コイルを有するトランス６′が設けられている。
そして、１次コイルは、スイツチング素子Ｓ１，
Ｓ４のみで励磁制御が行われ、極性の反転は行わ
れない。この場合の溶接電流Iwの方向切り換え
は、２次側に設けられているスイツチング素子Ｓ
７，Ｓ９によつて行われる。この回路の動作は、
前述した第１図に示す回路の動作とまつたく同様
である。なお、上記各実施例においては、スイツ
チング素子Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ７，Ｓ９の切り換えが
15kHz以上の周波数で行われるので、溶接作業時
の聴覚上の問題はない。
を示す回路図である。この実施例には、第１図に
示すトランス６に代えてセンタータツプ付きの２
次コイルを有するトランス６′が設けられている。
そして、１次コイルは、スイツチング素子Ｓ１，
Ｓ４のみで励磁制御が行われ、極性の反転は行わ
れない。この場合の溶接電流Iwの方向切り換え
は、２次側に設けられているスイツチング素子Ｓ
７，Ｓ９によつて行われる。この回路の動作は、
前述した第１図に示す回路の動作とまつたく同様
である。なお、上記各実施例においては、スイツ
チング素子Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ７，Ｓ９の切り換えが
15kHz以上の周波数で行われるので、溶接作業時
の聴覚上の問題はない。
［発明の効果］
以上説明したように、この発明によれば、イン
バータの出力が１次側に供給されるトランスと、
このトランスの２次側に設けられ負荷に対し正方
向から電流を供給する第１の一方向性スイツチお
よび逆方向から電流を供給する第２の一方向性ス
イツチと、前記正方向時の負荷電流を前記２次側
および前記第１の一方向性スイツチとは別の経路
で還流させる第３の一方向性スイツチと、前記逆
方向時の負荷電流を前記第２次側および前記第２
の一方向性スイツチとは別の経路で還流させる第
４の一方向性スイツチとを具備し、溶接電流が所
定値を下回つたときに前記第３、第４の一方向性
スイツチをオン状態とするようにしたので、溶接
電流に高周波パルス電流を重畳させることがで
き、しかも溶接電流平均値が小さく設定されてい
る場合でもアーク切れを発生させることがない利
点が得られる。
バータの出力が１次側に供給されるトランスと、
このトランスの２次側に設けられ負荷に対し正方
向から電流を供給する第１の一方向性スイツチお
よび逆方向から電流を供給する第２の一方向性ス
イツチと、前記正方向時の負荷電流を前記２次側
および前記第１の一方向性スイツチとは別の経路
で還流させる第３の一方向性スイツチと、前記逆
方向時の負荷電流を前記第２次側および前記第２
の一方向性スイツチとは別の経路で還流させる第
４の一方向性スイツチとを具備し、溶接電流が所
定値を下回つたときに前記第３、第４の一方向性
スイツチをオン状態とするようにしたので、溶接
電流に高周波パルス電流を重畳させることがで
き、しかも溶接電流平均値が小さく設定されてい
る場合でもアーク切れを発生させることがない利
点が得られる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路
図、第２図は同実施例における溶接電流Iwを示
す波形図、第３図はこの発明の他の実施例の構成
を示す回路図、第４図は従来の溶接電源の構成を
示す回路図、第５図は従来の溶接電源における溶
接電流Iwを示す波形図、第６図は従来の溶接電
源において高周波パルス電流を重畳させる場合の
波形図である。 １１〜１４……ダイード（第１〜第４の一方向
方向性スイツチ）、Ｓ７〜Ｓ１０……（第１〜第
４の一方向方向性スイツチ）。
図、第２図は同実施例における溶接電流Iwを示
す波形図、第３図はこの発明の他の実施例の構成
を示す回路図、第４図は従来の溶接電源の構成を
示す回路図、第５図は従来の溶接電源における溶
接電流Iwを示す波形図、第６図は従来の溶接電
源において高周波パルス電流を重畳させる場合の
波形図である。 １１〜１４……ダイード（第１〜第４の一方向
方向性スイツチ）、Ｓ７〜Ｓ１０……（第１〜第
４の一方向方向性スイツチ）。
Claims (1)
- １ インバータの出力が１次側に供給されるトラ
ンスと、このトランスの２次側に設けられオン状
態になつたときに負荷に対し正方向から電流を供
給する第１の一方向性スイツチおよび逆方向から
電流を供給する第２の一方向性スイツチと、オン
状態になつたときに前記正方向の負荷電流を前記
２次側および前記第１の一方向性スイツチとは別
の経路で環流させる第３の一方向性スイツチと、
オン状態になつたときに前記逆方向の負荷電流を
前記２次側および前記第２の一方向性スイツチと
は別の経路で環流させる第４の一方向性スイツチ
とを具備し、正方向の負荷電流が所定値を下回つ
たときに前記第３の一方向性スイツチをオン状態
とし、逆方向の負荷電流が所定値を下回つたとき
に前記第４の一方向性スイツチをオン状態とする
ことを特徴とするアーム溶接電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16417986A JPS6320167A (ja) | 1986-07-12 | 1986-07-12 | ア−ク溶接電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16417986A JPS6320167A (ja) | 1986-07-12 | 1986-07-12 | ア−ク溶接電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6320167A JPS6320167A (ja) | 1988-01-27 |
| JPH0565265B2 true JPH0565265B2 (ja) | 1993-09-17 |
Family
ID=15788213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16417986A Granted JPS6320167A (ja) | 1986-07-12 | 1986-07-12 | ア−ク溶接電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6320167A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57149060A (en) * | 1981-03-11 | 1982-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Arc welding machine |
| JPS6018275A (ja) * | 1983-07-11 | 1985-01-30 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | ア−ク溶接機用電源装置 |
-
1986
- 1986-07-12 JP JP16417986A patent/JPS6320167A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6320167A (ja) | 1988-01-27 |
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