JPS6057245B2 - 被角度変調波信号の復調方式 - Google Patents
被角度変調波信号の復調方式Info
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- JPS6057245B2 JPS6057245B2 JP51058301A JP5830176A JPS6057245B2 JP S6057245 B2 JPS6057245 B2 JP S6057245B2 JP 51058301 A JP51058301 A JP 51058301A JP 5830176 A JP5830176 A JP 5830176A JP S6057245 B2 JPS6057245 B2 JP S6057245B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
- H04H20/88—Stereophonic broadcast systems
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
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- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
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- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は被角度変調波信号の復調方式に係り、可変帯域
フィルタの中心周波数を入力信号周波数に追従せしめる
帰還ループ回路により、復調すべき被角度変調波信号の
周波数帯域内及びこれに近接する周波数帯域に存在する
雑音信号（妨害波）を抑圧すると共に、帰還回路に任意
の２次特性をもつループフィルタを使用することにより
、ループ系の安定度を向上し、しかも復調周波数特性を
大なる周波数範囲に亘つて略平坦にでき、もつて良好な
復調動作を行ない得る復調方式を提供することを目的と
する。
フィルタの中心周波数を入力信号周波数に追従せしめる
帰還ループ回路により、復調すべき被角度変調波信号の
周波数帯域内及びこれに近接する周波数帯域に存在する
雑音信号（妨害波）を抑圧すると共に、帰還回路に任意
の２次特性をもつループフィルタを使用することにより
、ループ系の安定度を向上し、しかも復調周波数特性を
大なる周波数範囲に亘つて略平坦にでき、もつて良好な
復調動作を行ない得る復調方式を提供することを目的と
する。
第１図は従来の被角度変調波信号の復調方式の１側のブ
ロック系統図を示す。
ロック系統図を示す。
同図中、入力端子１より入来した被角度変調波信号は位
相比較器２に加わり、ここで被角度変調波信号のキャリ
ア周波数を中心周波数とする電圧制御発振器（以下ＶＣ
Ｏと略す）５よりの信号と位相比較され、その位相差に
応じた誤差信号が出力される。この誤差信号はループフ
ィルタ３、直流増幅器４を経てＶＣＯ５に供給され、そ
の出力発振周波数を制御する一方、低域フィルタ６を経
て出力端子７に復調信号として取り出される。これらブ
ロック２〜５よりなるループは周知の如くフエーズロツ
クドループ（以下ＰＬＬと略す）を構成しており、被角
度変調波信号を安定に復調しうるという特長を有する。
ここで、上記ループフィルタ３は一般に伝達関数が次式
で表わされる１次の低域フィルタ（１階積分回路）が用
いられている。Ｆ（ｓ）＝（１） ５＋α また、ＰＬＬの入力信号の瞬時位相Φ，（ｓ）に対する
誤差電圧の瞬時位相Φｅ（ｓ）を求めると、そのラプラ
ス変換後の式は、 １！〜りノ Ｖｌｌ 晶１
Ｐ具１Ｖ晶 〜υノとなる。
相比較器２に加わり、ここで被角度変調波信号のキャリ
ア周波数を中心周波数とする電圧制御発振器（以下ＶＣ
Ｏと略す）５よりの信号と位相比較され、その位相差に
応じた誤差信号が出力される。この誤差信号はループフ
ィルタ３、直流増幅器４を経てＶＣＯ５に供給され、そ
の出力発振周波数を制御する一方、低域フィルタ６を経
て出力端子７に復調信号として取り出される。これらブ
ロック２〜５よりなるループは周知の如くフエーズロツ
クドループ（以下ＰＬＬと略す）を構成しており、被角
度変調波信号を安定に復調しうるという特長を有する。
ここで、上記ループフィルタ３は一般に伝達関数が次式
で表わされる１次の低域フィルタ（１階積分回路）が用
いられている。Ｆ（ｓ）＝（１） ５＋α また、ＰＬＬの入力信号の瞬時位相Φ，（ｓ）に対する
誤差電圧の瞬時位相Φｅ（ｓ）を求めると、そのラプラ
ス変換後の式は、 １！〜りノ Ｖｌｌ 晶１
Ｐ具１Ｖ晶 〜υノとなる。
ただし、（２）式中Ｋｐは位相比較器２の利得、Ｋｖは
ＶＣＯ５の伝達特性の係数である。。（１）式を（２）
式に代人するとＰＬＬの総合伝達関数Ｇ（ｓ）はとなり
、２次の伝達関数である。
ＶＣＯ５の伝達特性の係数である。。（１）式を（２）
式に代人するとＰＬＬの総合伝達関数Ｇ（ｓ）はとなり
、２次の伝達関数である。
このように、２次の総合伝達関数を有し、ループの安定
度が高い。しかしながら、このような特徴をもつＰＬＬ
を被角度変調波信号の復調に用いた場合、被角度変調波
信号の周波数帯域幅及び変調信号レベルに対応したルー
プ帯域幅を決定する必要性から、被角度変調波信号周波
数帯域内に存在する雑音レベル及びこの被角度変調波信
号に近接する周波数帯域に存在する雑音レベルに応じて
、ループへの影響度が大となり、場合によつてはループ
のロックはずれが起り、異常な雑音の発生等、正常な復
調動作が不能になる（雑音成分にロックしてしまう現象
が起り異常な雑音が発生する）。
度が高い。しかしながら、このような特徴をもつＰＬＬ
を被角度変調波信号の復調に用いた場合、被角度変調波
信号の周波数帯域幅及び変調信号レベルに対応したルー
プ帯域幅を決定する必要性から、被角度変調波信号周波
数帯域内に存在する雑音レベル及びこの被角度変調波信
号に近接する周波数帯域に存在する雑音レベルに応じて
、ループへの影響度が大となり、場合によつてはループ
のロックはずれが起り、異常な雑音の発生等、正常な復
調動作が不能になる（雑音成分にロックしてしまう現象
が起り異常な雑音が発生する）。
また、被角度変調波信号と被角度変調波信号周波数帯域
内に存在する外来雑音とにより干渉が起れば、被角度変
調波信号レベルが瞬時、瞬時に低下又は零になることも
あり、ロックレンジもその度に低下する。
内に存在する外来雑音とにより干渉が起れば、被角度変
調波信号レベルが瞬時、瞬時に低下又は零になることも
あり、ロックレンジもその度に低下する。
これにより、被角度変調波信号の周波数偏移量Δｆが小
さくてもロック外れが頻繁に起り、復調出力に異常雑音
、歪が発生する。ところで、マルチチャンネルのオーデ
ィオ信号が直接波信号と被角度変調波信号とされ、これ
らが多重されて１本の音溝に記録されているマルチ．チ
ャンネルレコードを再生する際に、レコード音溝より信
号をピックアップするときに、ピックアップカートリッ
ジの針先の曲率半径の影響により、直接波信号高域周波
数でトレーシング歪が増大し、これにより直接波信号の
高調波成分が被角一度変調波信号周波数帯域に飛び込み
干渉が起ることがあるが、この場合上記直接波信号の高
調波成分にループカ珀ツクしてしまう現象が生ずる。す
なわち、従来のＰＬＬ復調方式は、マルチチャンネルレ
コードを再生する際、上記飛び込みによる干渉、また干
渉による被角度変調波信号レベルの低下、トレーシング
状態悪化による被角度変調波信号レベルの低下、レコー
ド摩耗によるレベルの低下等により歪の発生、異常雑音
の発生などが頻繁に起り得るという欠点があつた。そこ
で、本出願人は上記欠点を除去するために特願昭５０−
９８４９８号にて例えば第２図に示す如き被角度変調波
信号の復調方式を提案した。
さくてもロック外れが頻繁に起り、復調出力に異常雑音
、歪が発生する。ところで、マルチチャンネルのオーデ
ィオ信号が直接波信号と被角度変調波信号とされ、これ
らが多重されて１本の音溝に記録されているマルチ．チ
ャンネルレコードを再生する際に、レコード音溝より信
号をピックアップするときに、ピックアップカートリッ
ジの針先の曲率半径の影響により、直接波信号高域周波
数でトレーシング歪が増大し、これにより直接波信号の
高調波成分が被角一度変調波信号周波数帯域に飛び込み
干渉が起ることがあるが、この場合上記直接波信号の高
調波成分にループカ珀ツクしてしまう現象が生ずる。す
なわち、従来のＰＬＬ復調方式は、マルチチャンネルレ
コードを再生する際、上記飛び込みによる干渉、また干
渉による被角度変調波信号レベルの低下、トレーシング
状態悪化による被角度変調波信号レベルの低下、レコー
ド摩耗によるレベルの低下等により歪の発生、異常雑音
の発生などが頻繁に起り得るという欠点があつた。そこ
で、本出願人は上記欠点を除去するために特願昭５０−
９８４９８号にて例えば第２図に示す如き被角度変調波
信号の復調方式を提案した。
同図）中、入力端子８より入来した被角度変調波信号は
、後述する増幅器１４の出力を制御用誤差信号として供
給されて中心周波数が制御される可変帯域フィルタ９に
供給され、ここで不要周波数成分を除去されてアナログ
掛算器で構成されている位・相比較器１２に加えられる
。一方、上記入力端子８よりの被角度変調波信号はまた
１階微分回路１０に供給され、ここで１階微分された後
振幅制限増幅器１１により所定レベル以上のときのみ振
幅制限されて上記位相比較器１２に加えられる。
、後述する増幅器１４の出力を制御用誤差信号として供
給されて中心周波数が制御される可変帯域フィルタ９に
供給され、ここで不要周波数成分を除去されてアナログ
掛算器で構成されている位・相比較器１２に加えられる
。一方、上記入力端子８よりの被角度変調波信号はまた
１階微分回路１０に供給され、ここで１階微分された後
振幅制限増幅器１１により所定レベル以上のときのみ振
幅制限されて上記位相比較器１２に加えられる。
ここで、位相比較器１２の２入力信号間の相対位相差は
、上記１階微分回路１０により被角度変調波信号周波数
帯域内において略９０りの一定の位相差が保たれている
。この位相比較器１２により取り出された上記両信号の
位相差に応じてレベルの異なる誤差信号は、ループフィ
ルタ１３、増幅器１４を夫々経て上記可変帯域フィルタ
９に帰還印加され、その通過周波数帯域の中心周波数を
入力被角度変調波信号の周波数に応じて瞬時瞬時可変す
る。
、上記１階微分回路１０により被角度変調波信号周波数
帯域内において略９０りの一定の位相差が保たれている
。この位相比較器１２により取り出された上記両信号の
位相差に応じてレベルの異なる誤差信号は、ループフィ
ルタ１３、増幅器１４を夫々経て上記可変帯域フィルタ
９に帰還印加され、その通過周波数帯域の中心周波数を
入力被角度変調波信号の周波数に応じて瞬時瞬時可変す
る。
上記可変帯域フィルタ９、位相比較器１２、ループフィ
ルタ１３、増幅器１４よりなる回路は一巡のトラッキン
グループを構成し、そのトラッキング時可変帯域フィル
タ９の中心周波数が入力被角度変調波信号周波数に自動
的に追従する。これにより、増幅器１４の出力には制御
誤差信号（復調信号）が得られ、この信号は低域フィル
タ１５により微小なキャリア成分を除去せしめられて端
子１６より完全な復調信号として出力される。上記の提
案復調方式は、所定周波数偏移範囲よりも大なる周波数
偏移の被角度変調波信号が入来した場合であつても誤差
信号電圧が飽和し一定レベルに抑えられるため、従来の
ＰＬＪ．復調方式にみられるロックはずれによる異常雑
音が発生することはなく、また被角度変調波信号周波数
帯域内外に存在する雑音成分（妨害波）を抑圧でき、所
定周波数偏移範囲内の入力被角度変調波信号レベルに応
じてトラッキングレンジを制御して自動的に帯域制限で
き、これらより信号対雑音比の良好な復調信号を得るこ
とができる等の特長を有するものである。
ルタ１３、増幅器１４よりなる回路は一巡のトラッキン
グループを構成し、そのトラッキング時可変帯域フィル
タ９の中心周波数が入力被角度変調波信号周波数に自動
的に追従する。これにより、増幅器１４の出力には制御
誤差信号（復調信号）が得られ、この信号は低域フィル
タ１５により微小なキャリア成分を除去せしめられて端
子１６より完全な復調信号として出力される。上記の提
案復調方式は、所定周波数偏移範囲よりも大なる周波数
偏移の被角度変調波信号が入来した場合であつても誤差
信号電圧が飽和し一定レベルに抑えられるため、従来の
ＰＬＪ．復調方式にみられるロックはずれによる異常雑
音が発生することはなく、また被角度変調波信号周波数
帯域内外に存在する雑音成分（妨害波）を抑圧でき、所
定周波数偏移範囲内の入力被角度変調波信号レベルに応
じてトラッキングレンジを制御して自動的に帯域制限で
き、これらより信号対雑音比の良好な復調信号を得るこ
とができる等の特長を有するものである。
然るに、この提案復調方式は可変帯域フィルタ９の中心
周波数を可変制御するトラッキングループ内の位相比較
器１２の出力誤差信号中に、目的とする制御信号の他に
被角度変調波信号のキャリア成分及びその高調波成分も
含まれているため、これを除去するためにループフィル
タ１３が設けられているが、このフィルタ１３による上
記キャリア成分及び高調波成分の減衰が不十分な場合、
入力被角度変調波信号それ自体と制御信号内の上記キャ
リア成分及びその高調波成分との結合が不安定となり、
その結果復調信号中にノイズ又は波形歪を生じることが
あるという問題点があつた。
周波数を可変制御するトラッキングループ内の位相比較
器１２の出力誤差信号中に、目的とする制御信号の他に
被角度変調波信号のキャリア成分及びその高調波成分も
含まれているため、これを除去するためにループフィル
タ１３が設けられているが、このフィルタ１３による上
記キャリア成分及び高調波成分の減衰が不十分な場合、
入力被角度変調波信号それ自体と制御信号内の上記キャ
リア成分及びその高調波成分との結合が不安定となり、
その結果復調信号中にノイズ又は波形歪を生じることが
あるという問題点があつた。
本発明は上記問題点を解決したものであり、以下第３図
と共にその１実施例につき説明する。第３図は本発明に
なる被角度変調波信号の復調方式の１実施例ブロック系
統図を示す。同図中、入力端子１７より入来した被角度
変調波信号Ｆ１（ｔ）は可変帯域フィルタ１８、周波数
特性が全周波数帯域に亘つて平坦な９００位相シフタ（
ヒルベルトフイルタ）２１に夫々供給される。ここで、
キャリア中心角周波数をω。、変調信号をμ（ｔ）とす
ると、入力被角度変調波信号Ｆ１（ｔ）は次式で表わさ
れる。いま変調信号μ（ｔ）が小振幅で、また可変帯域
フィルタ１８の中心周波数が固定されているものとする
と、フィルタ１８の出力信号Ｆ２（ｔ）はとなる。
と共にその１実施例につき説明する。第３図は本発明に
なる被角度変調波信号の復調方式の１実施例ブロック系
統図を示す。同図中、入力端子１７より入来した被角度
変調波信号Ｆ１（ｔ）は可変帯域フィルタ１８、周波数
特性が全周波数帯域に亘つて平坦な９００位相シフタ（
ヒルベルトフイルタ）２１に夫々供給される。ここで、
キャリア中心角周波数をω。、変調信号をμ（ｔ）とす
ると、入力被角度変調波信号Ｆ１（ｔ）は次式で表わさ
れる。いま変調信号μ（ｔ）が小振幅で、また可変帯域
フィルタ１８の中心周波数が固定されているものとする
と、フィルタ１８の出力信号Ｆ２（ｔ）はとなる。
これはフィルタ１８によつてａ（ｔ）の振幅変動分とτ
なる群遅延時間の遅れとを受けていることを示す。この
場合、帯域フィルタの帯域幅が狭いため、群遅延特性が
周波数的に平坦でないので出力誤差信号Ｅ。（ｔ）の一
部を帰還し、後述するループフィルタ２２よりの制御信
号ｆ（ｔ）により、可変帯域フィルタ１８の通過周波数
帯域の中心周波数を可変すると、上記出力信号Ｆ２（ｔ
）はとなる。
なる群遅延時間の遅れとを受けていることを示す。この
場合、帯域フィルタの帯域幅が狭いため、群遅延特性が
周波数的に平坦でないので出力誤差信号Ｅ。（ｔ）の一
部を帰還し、後述するループフィルタ２２よりの制御信
号ｆ（ｔ）により、可変帯域フィルタ１８の通過周波数
帯域の中心周波数を可変すると、上記出力信号Ｆ２（ｔ
）はとなる。
すなわち、制御信号ｆ（ｔ）によつて入力被角度変調波
信号が振幅変動分ａ″（ｔ）の他に更に位相変調も受け
ることになる。この信号Ｆ２（ｔ）は振幅制限器１９に
供給され、ここで上記振幅変動分ａ″（ｔ）を除去せし
められ信号Ｆ３（ｔ）として位相比較器２０に供給され
る。
信号が振幅変動分ａ″（ｔ）の他に更に位相変調も受け
ることになる。この信号Ｆ２（ｔ）は振幅制限器１９に
供給され、ここで上記振幅変動分ａ″（ｔ）を除去せし
められ信号Ｆ３（ｔ）として位相比較器２０に供給され
る。
ここで、となる。
他方、ヒルベルトフイルタ２１の出力信号Ｆ４（ｔ）は
９０ル位相シフトされてとなり、上記位相比較器２０に
加えられる。
９０ル位相シフトされてとなり、上記位相比較器２０に
加えられる。
よつて、位相比較器２０として２入力信号Ｆ３（ｔ），
Ｆ４（ｔ）の位相差が９０２のとき出力平均レベルがＯ
となるアナログ掛算器を使用するものとすると、位相比
較器２０の出力誤差信号Ｅ。（ｔ）は（７），（８）式
より次式で表わされる。上記の誤差信号ＥＯ（ｔ）は出
力端子２３より出力される十方、ループフィルタ２２に
供給され、ここでＥＯ（ｔ）に含まれる不要周波数成分
であるキャリア成分及びその高調波成分を取り除かれた
後制御信号ｆ（ｔ）として前記可変帯域フィルタ１８に
印加される一方、出力端子２４より復調信号として取り
出される。
Ｆ４（ｔ）の位相差が９０２のとき出力平均レベルがＯ
となるアナログ掛算器を使用するものとすると、位相比
較器２０の出力誤差信号Ｅ。（ｔ）は（７），（８）式
より次式で表わされる。上記の誤差信号ＥＯ（ｔ）は出
力端子２３より出力される十方、ループフィルタ２２に
供給され、ここでＥＯ（ｔ）に含まれる不要周波数成分
であるキャリア成分及びその高調波成分を取り除かれた
後制御信号ｆ（ｔ）として前記可変帯域フィルタ１８に
印加される一方、出力端子２４より復調信号として取り
出される。
ところで、いまループフィルタ２２として前記（１）式
にて表わされる伝達関数１次の低域フィルタ（１階積分
回路）を使用した場合、上記制御信号ｆ（ｔ）を求める
とそのラプラス変換後の式は、となるので、として復調
出力が得られることになる。
にて表わされる伝達関数１次の低域フィルタ（１階積分
回路）を使用した場合、上記制御信号ｆ（ｔ）を求める
とそのラプラス変換後の式は、となるので、として復調
出力が得られることになる。
すなわち、このトラッキングループは、１階積分回路を
ループフィルタ２２として用いた場合、１次の総合伝達
関数で表わされる。従つて、復調出力中にピークは生じ
ないが、遮断特性は緩やかである。しかしながら、こお
の時復調周波数特性を高い周波数まで平坦とするには、
１階積分回路のカットオフ周波数を高く選定する必要が
あり、復調方式として要求される所定周波数まで平坦と
すると、キャリア成分及びその高調波成分はそのトラッ
キングループの安定に必要なだけ減衰され得ない。そこ
で、本実施例は上記ループフィルタ２２として２階積分
回路を用いることにより、復調周波数特性を所定周波数
まで平坦とすると共に、ループの安定に必要なだけの所
定のキャリア成分及びその高調波成分減衰量をも得るよ
うにしたものでる。
ループフィルタ２２として用いた場合、１次の総合伝達
関数で表わされる。従つて、復調出力中にピークは生じ
ないが、遮断特性は緩やかである。しかしながら、こお
の時復調周波数特性を高い周波数まで平坦とするには、
１階積分回路のカットオフ周波数を高く選定する必要が
あり、復調方式として要求される所定周波数まで平坦と
すると、キャリア成分及びその高調波成分はそのトラッ
キングループの安定に必要なだけ減衰され得ない。そこ
で、本実施例は上記ループフィルタ２２として２階積分
回路を用いることにより、復調周波数特性を所定周波数
まで平坦とすると共に、ループの安定に必要なだけの所
定のキャリア成分及びその高調波成分減衰量をも得るよ
うにしたものでる。
すなわち、２階積分回路の伝達関数Ａ（ｓ）をとすると
、２階積分回路の出力制御信号ｆ（ｔ）のラプラス変換
後の式は、（９），（１１）式よりとなる。
、２階積分回路の出力制御信号ｆ（ｔ）のラプラス変換
後の式は、（９），（１１）式よりとなる。
よつて、を得る。
これは２次の等価伝達関数である。従つて、タンピング
の問題を考虜する必要はあるが、復調周波数特性を最大
平坦特性に設定し、２階積分回路（低域フィルタ）の遮
断周波数を比較的高くしてもキャリア成分及びその高調
波成分をルー．プの安定化に必要なだけ十分に減衰させ
ることができる。上述の如く、本発明になる被角度変調
波信号の復調方式は、被角度変調波信号を入力信号とし
て受け制御用誤差信号により通過周波数帯域の中心・周
波数が可変制御される可変帯域フィルタと、上記被角度
変調波信号とこの可変帯域フィルタの出力信号とよりそ
れらの相対的な位相差を略９０出としかつ振幅制限増幅
して第１及び第２の信号を得これらを伝送する信号伝送
手段と、この信号伝送手段よりの上記第１及び第２の信
号を夫々供給されこれらの位相差に応じてレベルの異な
る信号を出力する位相比較器と、この位相比較器の出力
信号を入力信号として受けこの入力信号中の不要周波数
成分を除去し上記可変帯域フィルタに上記制御用誤差信
号として帰還する２階積分回路と、上記位相比較器の出
力と２階積分回路の出力とより夫々出力信号を得る手段
とよりなるため、入力被）角度変調波信号レベルに応じ
てトラッキングレンジを制御して自動的に帯域制限でき
、また被角度変調波信号周波数帯域内外に存在する雑音
成分（妨害波）を抑圧でき、これらより被角度変調波信
号が直接波信号と多重化されて記録されている・マルチ
チャンネルレコードの再生時に生ずる直接波信号高調波
成分の被角度変調波信号周波数帯域への飛び込み現象に
よる信号対雑音比の悪化及び異常雑音の発生を改善でき
信号対雑音比の良好な復調信号を得ることができ、しか
も上記２階積分・回路により復調周波数特性を大なる周
波数範囲に亘つて平坦にできると同時に上記位相比較器
の出力信号中に含まれる不要周波数成分（キャリア成分
及びその高調波成分）を帰還ループ安定に必要なだけ十
分に減衰でき、また従来のＰＬＬ復調方式にみられる過
大周波数偏移の被角度変調波信号に対するブロックはず
れ現象による異常雑音の発生はトラッキングし得ない入
力信号周波数に対して誤差信号レベルが飽和し一定レベ
ルとなるため除去でき、更に上記被角度変調波信号の非
入来時、上記可変帯域フィルタの周波数特性、信号伝送
手段の適度な利得の選定等により白色雑音レベルを極小
にでき、従つて被角度変調波信号が入力されない場合の
ＰＬＬ復調方式やその他の従来復調方式の復調時に発生
する過大なレベルの白色雑音を除去するためのミユーテ
イング回路を不要にできる等の数々の特長を有するもの
である。
の問題を考虜する必要はあるが、復調周波数特性を最大
平坦特性に設定し、２階積分回路（低域フィルタ）の遮
断周波数を比較的高くしてもキャリア成分及びその高調
波成分をルー．プの安定化に必要なだけ十分に減衰させ
ることができる。上述の如く、本発明になる被角度変調
波信号の復調方式は、被角度変調波信号を入力信号とし
て受け制御用誤差信号により通過周波数帯域の中心・周
波数が可変制御される可変帯域フィルタと、上記被角度
変調波信号とこの可変帯域フィルタの出力信号とよりそ
れらの相対的な位相差を略９０出としかつ振幅制限増幅
して第１及び第２の信号を得これらを伝送する信号伝送
手段と、この信号伝送手段よりの上記第１及び第２の信
号を夫々供給されこれらの位相差に応じてレベルの異な
る信号を出力する位相比較器と、この位相比較器の出力
信号を入力信号として受けこの入力信号中の不要周波数
成分を除去し上記可変帯域フィルタに上記制御用誤差信
号として帰還する２階積分回路と、上記位相比較器の出
力と２階積分回路の出力とより夫々出力信号を得る手段
とよりなるため、入力被）角度変調波信号レベルに応じ
てトラッキングレンジを制御して自動的に帯域制限でき
、また被角度変調波信号周波数帯域内外に存在する雑音
成分（妨害波）を抑圧でき、これらより被角度変調波信
号が直接波信号と多重化されて記録されている・マルチ
チャンネルレコードの再生時に生ずる直接波信号高調波
成分の被角度変調波信号周波数帯域への飛び込み現象に
よる信号対雑音比の悪化及び異常雑音の発生を改善でき
信号対雑音比の良好な復調信号を得ることができ、しか
も上記２階積分・回路により復調周波数特性を大なる周
波数範囲に亘つて平坦にできると同時に上記位相比較器
の出力信号中に含まれる不要周波数成分（キャリア成分
及びその高調波成分）を帰還ループ安定に必要なだけ十
分に減衰でき、また従来のＰＬＬ復調方式にみられる過
大周波数偏移の被角度変調波信号に対するブロックはず
れ現象による異常雑音の発生はトラッキングし得ない入
力信号周波数に対して誤差信号レベルが飽和し一定レベ
ルとなるため除去でき、更に上記被角度変調波信号の非
入来時、上記可変帯域フィルタの周波数特性、信号伝送
手段の適度な利得の選定等により白色雑音レベルを極小
にでき、従つて被角度変調波信号が入力されない場合の
ＰＬＬ復調方式やその他の従来復調方式の復調時に発生
する過大なレベルの白色雑音を除去するためのミユーテ
イング回路を不要にできる等の数々の特長を有するもの
である。
第１図はＰＬ［．を使用した従来復調方式の１例のブロ
ック系統図、第２図は本出願人が先に提案した被角度変
調波信号の復調方式の１例のブロック系統図、第３図は
本発明になる被角度変調波信号の復調方式の１実施例の
ブロック系統図である。 ９，１８・・・・・・可変帯域フィルタ、１２，２０・
・・・・位相比較器、１３・・・・・・ループフィルタ
、２１・・］シフタ（ヒルベルトフイルタ）、２２・・
・・・・２階積分回路。
ック系統図、第２図は本出願人が先に提案した被角度変
調波信号の復調方式の１例のブロック系統図、第３図は
本発明になる被角度変調波信号の復調方式の１実施例の
ブロック系統図である。 ９，１８・・・・・・可変帯域フィルタ、１２，２０・
・・・・位相比較器、１３・・・・・・ループフィルタ
、２１・・］シフタ（ヒルベルトフイルタ）、２２・・
・・・・２階積分回路。
Claims (1)
- １ 被角度変調波信号を入力信号として受け制御用誤差
信号により通過周波数帯域の中心周波数が可変制御され
る可変帯域フィルタと、上記被角度変調波信号と該可変
帯域フィルタの出力信号とよりそれらの相対的な位相差
を略９０゜としかつ振幅制限増幅して第１及び第２の信
号を得これらを伝送する信号伝送手段と、該信号伝送手
段よりの該第１及び第２の信号を夫々供給されこれらの
位相差に応じてレベルの異なる信号を出力する位相比較
器と、該位相比較器の出力信号を入力信号として受けこ
の入力信号中の不要周波数成分を除去し該可変帯域フィ
ルタに上記制御用誤差信号として帰還する２階積分回路
と、該位相比較器の出力と該２階積分回路の出力とより
夫々出力信号を得る手段とよりなることを特徴とする被
角度変調波信号の復調方式。
Priority Applications (10)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50098499A JPS5222867A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated wave signal |
| JP50098498A JPS5222866A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated signal wave |
| JP50142333A JPS5267245A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP50142334A JPS5267246A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP5830376A JPS52141554A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Detection of disturbing wave of angle-modulated wave signal demodulator |
| JP5830276A JPS52141553A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Demodulation of angle-modulated wave signal |
| JP51058301A JPS6057245B2 (ja) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | 被角度変調波信号の復調方式 |
| US05/712,707 US4066972A (en) | 1975-08-15 | 1976-08-09 | System for demodulating angle-modulated signals |
| DE2636268A DE2636268C3 (de) | 1975-08-15 | 1976-08-12 | Schaltungsanordnung zum Demodulieren von winkelmodulierten Signalen |
| US05/746,336 US4079330A (en) | 1975-08-15 | 1976-12-01 | System for demodulating angle-modulated signals |
Applications Claiming Priority (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50098499A JPS5222867A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated wave signal |
| JP50098498A JPS5222866A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated signal wave |
| JP50142333A JPS5267245A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP50142334A JPS5267246A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP5830376A JPS52141554A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Detection of disturbing wave of angle-modulated wave signal demodulator |
| JP5830276A JPS52141553A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Demodulation of angle-modulated wave signal |
| JP51058301A JPS6057245B2 (ja) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | 被角度変調波信号の復調方式 |
| US05/712,707 US4066972A (en) | 1975-08-15 | 1976-08-09 | System for demodulating angle-modulated signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS52141552A JPS52141552A (en) | 1977-11-25 |
| JPS6057245B2 true JPS6057245B2 (ja) | 1985-12-13 |
Family
ID=27572495
Family Applications (7)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50098498A Granted JPS5222866A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated signal wave |
| JP50098499A Granted JPS5222867A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated wave signal |
| JP50142334A Granted JPS5267246A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP50142333A Granted JPS5267245A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP5830376A Granted JPS52141554A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Detection of disturbing wave of angle-modulated wave signal demodulator |
| JP5830276A Granted JPS52141553A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Demodulation of angle-modulated wave signal |
| JP51058301A Expired JPS6057245B2 (ja) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | 被角度変調波信号の復調方式 |
Family Applications Before (6)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50098498A Granted JPS5222866A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated signal wave |
| JP50098499A Granted JPS5222867A (en) | 1975-08-15 | 1975-08-15 | Demodulation system for angle modulated wave signal |
| JP50142334A Granted JPS5267246A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP50142333A Granted JPS5267245A (en) | 1975-08-15 | 1975-12-02 | Demodulation system for angle-modulated wave signal |
| JP5830376A Granted JPS52141554A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Detection of disturbing wave of angle-modulated wave signal demodulator |
| JP5830276A Granted JPS52141553A (en) | 1975-08-15 | 1976-05-20 | Demodulation of angle-modulated wave signal |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US4066972A (ja) |
| JP (7) | JPS5222866A (ja) |
| DE (1) | DE2636268C3 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6331312A (ja) * | 1986-07-25 | 1988-02-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ２重ｐｌｌ回路 |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5222866A (en) * | 1975-08-15 | 1977-02-21 | Victor Co Of Japan Ltd | Demodulation system for angle modulated signal wave |
| US4198609A (en) * | 1977-07-15 | 1980-04-15 | Victor Company Of Japan, Limited | Phase tracked loop frequency demodulator |
| US4107624A (en) * | 1977-07-18 | 1978-08-15 | Sperry Rand Corporation | Automatic frequency-tracking circuit |
| JPS5586212A (en) * | 1978-12-22 | 1980-06-28 | Sony Corp | Frequency tracking circuit |
| CA1190289A (en) * | 1981-04-28 | 1985-07-09 | Nippon Hoso Kyokai | Fm signal demodulation system |
| US4441079A (en) * | 1981-10-13 | 1984-04-03 | Microdyne Corporation | Multiple bandwidth FM demodulator |
| WO1984004277A1 (en) * | 1983-05-03 | 1984-11-08 | Nelson P Bolton | Laminated safety glass |
| FR2546001B1 (fr) * | 1983-05-10 | 1985-07-05 | Thomson Csf | Demodulateur de signaux, a enveloppe constante et phase continue, modules angulairement par un train de symboles binaires |
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| US4731872A (en) * | 1985-03-27 | 1988-03-15 | Cincinnati Microwave, Inc. | FM TVRO receiver with improved oscillating limiter |
| FR2582170A1 (fr) * | 1985-05-15 | 1986-11-21 | Cit Alcatel | Dipole auto-adaptatif |
| JPS6371103U (ja) * | 1986-10-24 | 1988-05-13 | ||
| EP0276144B1 (en) * | 1987-01-20 | 1993-11-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal receiver for terrestrial and satellite broadcastings |
| DE58909505D1 (de) * | 1988-06-08 | 1996-01-04 | Philips Patentverwaltung | Synchrondemodulator. |
| EP0574083B1 (en) * | 1992-06-12 | 1997-09-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | FM quadrature demodulator |
| TW214027B (en) * | 1992-06-12 | 1993-10-01 | Philips Electronics Nv | FM quadrature demodulator |
| TW263640B (ja) | 1992-06-26 | 1995-11-21 | Philips Electronics Nv | |
| EP0576082B1 (en) * | 1992-06-26 | 2002-03-27 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | FM receiver including a phase quadrature IF filter |
| TW228043B (ja) * | 1992-06-26 | 1994-08-11 | Philips Electronics Nv | |
| JPH0758551A (ja) * | 1993-08-10 | 1995-03-03 | Sony Corp | 周波数復調回路 |
| TW269759B (en) * | 1994-09-30 | 1996-02-01 | Philips Electronics Nv | FM demodulator with threshold extension and receiver comprising such an FM demodulator |
| DE10044449A1 (de) | 2000-09-08 | 2002-04-04 | Infineon Technologies Ag | Empfängerschaltung, insbesondere für den Mobilfunk |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2835802A (en) * | 1953-10-12 | 1958-05-20 | James R Day | Linear frequency modulation detector |
| US3392337A (en) * | 1965-02-09 | 1968-07-09 | Continental Electronics Mfg | Wide band frequency discriminator employing a constant delay |
| US3387220A (en) * | 1965-02-23 | 1968-06-04 | Automatic Elect Lab | Apparatus and method for synchronously demodulating frequency modulated differentially coherent duobinary signals |
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| JPS5222866A (en) * | 1975-08-15 | 1977-02-21 | Victor Co Of Japan Ltd | Demodulation system for angle modulated signal wave |
-
1975
- 1975-08-15 JP JP50098498A patent/JPS5222866A/ja active Granted
- 1975-08-15 JP JP50098499A patent/JPS5222867A/ja active Granted
- 1975-12-02 JP JP50142334A patent/JPS5267246A/ja active Granted
- 1975-12-02 JP JP50142333A patent/JPS5267245A/ja active Granted
-
1976
- 1976-05-20 JP JP5830376A patent/JPS52141554A/ja active Granted
- 1976-05-20 JP JP5830276A patent/JPS52141553A/ja active Granted
- 1976-05-20 JP JP51058301A patent/JPS6057245B2/ja not_active Expired
- 1976-08-09 US US05/712,707 patent/US4066972A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-08-12 DE DE2636268A patent/DE2636268C3/de not_active Expired
- 1976-12-01 US US05/746,336 patent/US4079330A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6331312A (ja) * | 1986-07-25 | 1988-02-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ２重ｐｌｌ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5222866A (en) | 1977-02-21 |
| JPS52141554A (en) | 1977-11-25 |
| JPS52141553A (en) | 1977-11-25 |
| JPS5628401B2 (ja) | 1981-07-01 |
| DE2636268B2 (de) | 1980-01-10 |
| JPS618601B2 (ja) | 1986-03-15 |
| JPS5647723B2 (ja) | 1981-11-11 |
| JPS52141552A (en) | 1977-11-25 |
| JPS6139763B2 (ja) | 1986-09-05 |
| JPS5267245A (en) | 1977-06-03 |
| DE2636268A1 (de) | 1977-02-17 |
| US4066972A (en) | 1978-01-03 |
| DE2636268C3 (de) | 1980-09-04 |
| JPS5222867A (en) | 1977-02-21 |
| US4079330A (en) | 1978-03-14 |
| JPS5267246A (en) | 1977-06-03 |
| JPS5647722B2 (ja) | 1981-11-11 |
| JPS5611241B2 (ja) | 1981-03-13 |
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