JPH0416492Y2 - - Google Patents
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- JPH0416492Y2 JPH0416492Y2 JP2233987U JP2233987U JPH0416492Y2 JP H0416492 Y2 JPH0416492 Y2 JP H0416492Y2 JP 2233987 U JP2233987 U JP 2233987U JP 2233987 U JP2233987 U JP 2233987U JP H0416492 Y2 JPH0416492 Y2 JP H0416492Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本考案は、定常時に直流電圧が略アース電圧に
保持されるOCL増幅器の出力点に発生される直
流電圧を検出する直流電圧検出回路に関し、特に
OCL増幅器の出力点に接続される負荷を該出力
点から遮断して前記負荷が破壊されるのを保護す
る負荷保護回路に用いて好適な直流電圧検出回路
に関する。 (ロ) 従来の技術 現在、ステレオ装置の音響増幅器には、動作電
圧を正及び負の２電極で供給する方式を使用し、
出力コンデンサなしにスピーカが接続される出力
点の直流電圧がアース電圧に保持されるOCL増
幅器が多用されている。前記OCL増幅器におい
ては、出力点と負荷（スピーカ）とが直流的にも
直結されている為、該OCL増幅器の異常により
負荷に直流電圧が印加され、該負荷を破壊するの
で、前記OCL増幅器には、例えば特公昭61−
15614号公報に示される如く、負荷が破壊される
のを保護する負荷保護回路が設けられている。前
記負荷保護回路は、OCL増幅器の出力点に直流
電圧が発生したことを検出する直流電圧検出回路
を設け、該直流電圧検出回路により直流電圧が検
出されたときに前記出力点に接続される負荷を開
放したり、負荷を短絡したりして該負荷が破壊さ
れるのを保護するものである。前記負荷保護回路
としては、例えば第２図に示す如きものが知られ
ている。 第２図において、１はOCL増幅器で構成され
たパワーアンプ、２は該パワーアンプ１の負荷と
なるスピーカ、３は前記パワーアンプ１の出力点
Ａとアースとの間に接続される第１及び第２分圧
抵抗４及び５から成る分圧回路、６は該分圧回路
３の第２抵抗５と並列に接続されたコンデンサ、
７は該コンデンサ６の端子電圧がベースに印加さ
れるエミツタ接地型の第１検出トランジスタ、８
は前記コンデンサ６の端子電圧がエミツタに印加
されるベース接地型の第２検出トランジスタ、９
はベースがベース抵抗１０を介して前記第１及び
第２検出トランジスタ７及び８のそれぞれのコレ
クタに接続されると共にエミツタに動作電圧（＋
B1）が印加される制御トランジスタ、１１はベ
ースがベース抵抗１２を介して該制御トランジス
タ９のコレクタに接続されていると共にコレクタ
に動作電圧（＋B2）が印加されるエミツタ接地
型の第１駆動トランジスタ、１３はベースが該第
１駆動トランジスタ１１のコレクタに接続された
第２駆動トランジスタ、１４は一端が抵抗１５を
介して前記第１駆動トランジスタ１１のコレクタ
に接続されていると共に他端が前記第２駆動トラ
ンジスタ１３のコレクタに接続されたリレーコイ
ル１６及びパワーアンプ１の出力点Ａとスピーカ
２との間に接続されたリレー接点１７から成るリ
レーである。尚、分圧回路３、コンデンサ６、第
１及び第２検出トランジスタ７及び８、制御トラ
ンジスタ９は直流電圧検出回路１８を構成してい
る。 第２図において、パワーアンプ１の出力点Ａに
発生される直流電圧は分圧回路３により分圧され
た後、コンデンサ６に充電される。そして、前記
コンデンサ６の端子電圧は、第１検出トランジス
タ７のベースに印加されると共に第２検出トラン
ジスタ８のエミツタに印加される。その為、前記
パワーアンプ１の出力点Ａに発生した直流電圧が
正であり、前記コンデンサ６に充電された電圧が
アース電圧より前記第１検出トランジスタ７のベ
ース・エミツタ間の導通電圧VBE1以上上昇する
と、該第１検出トランジスタ７がオンし、また、
前記出力点Ａに発生した直流電圧が負であり、前
記コンデンサ６に充電された電圧がアース電圧よ
り第２検出トランジスタ８のベース・エミツタ間
の導通電圧VBE2以上低下すると、該第２検出トラ
ンジスタ８がオンする。 ところで、パワーアンプ１の出力点Ａの直流電
圧がアース電圧に保持される定常時において、コ
ンデンサ６は充電されないので、第１及び第２検
出トランジスタ７及び８は共にオフしている。そ
の為、制御トランジスタ９はオフしているから第
１駆動トランジスタ１１はオフし、第２駆動トラ
ンジスタ１３はオンしている。したがつて、リレ
ーコイル１６に駆動電流が流れ、リレー接点１７
は閉成されているので、定常時において、パワー
アンプ１から出力された信号はスピーカ２に供給
される様に成されている。 今、パワーアンプ１の異常により出力点Ａに直
流電圧が発生したとすると、コンデンサ６の端子
電圧がアース電圧より第１検出トランジスタ７の
ベース・エミツタ間の導通電圧VBE1以上上昇する
か、あるいはアース電圧より第２検出トランジス
タ８のベース・エミツタ間の導通電圧VBE2以上下
降し、前記第１または第２検出トランジスタ７ま
たは８がオンするので、制御トランジスタ９がオ
ンする。その為、第１駆動トランジスタ１１がオ
ンし、第２駆動トランジスタ１３がオフする。し
たがつて、リレーコイル１６に駆動電流が流れな
くなり、リレー接点１７は開放されるので、パワ
ーアンプ１の出力点Ａに発生された直流電圧はス
ピーカ２に印加されなくなる。 上述の様に第２図に示された負荷保護回路は、
パワーアンプ１の異常により出力点Ａに直流電圧
が発生したときにスピーカ２が破壊されるのを保
護することが出来る。 (ハ) 考案が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図の負荷保護回路は、パワ
ーアンプ１の定常時において制御トランジスタ９
のベースが高インピーダンスに成されているの
で、雑音による誤動作が問題となつた。その問題
を解決する為には、第２図の破線に示す如く、前
記制御トランジスタ９のベース・エミツタ間に分
流抵抗１９を接続することが考えられる。しかし
ながら、前記分流抵抗１９を接続すると、直流電
圧を検出する検出感度が正と負で著るしく異なつ
てしまうという別の欠点が発生してしまう。すな
わち、パワーアンプ１の出力点Ａに正の直流電圧
が発生したとき第２図の回路に流れる電流を実線
の矢印の如く示すと、 Ｉ＝I1＋I2 ……(1) と表わされ、上述の(1)式は Ｉ＝I1＋IB1＝VBE1／R2＋IB1 ……(2) と表わすことが出来る。但し、R2は第２分圧抵
抗５の抵抗値、VBE1は第１検出トランジスタ７の
ベース・エミツタ間の導通電圧値、IB1は前記第
１検出トランジスタ７のベース電流値である。 ここで、IB1はI1に比べ無視出来る程小さいの
で、(2)式は Ｉ≒VBE1／R2 ……(3) と表わせる。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する正
の直流電圧VA（＋）は VA（＋）＝R1Ｉ＋VBE1 ……(4) と表わせる。但し、R1は第１分圧抵抗４の抵抗
値である。(4)式に(3)式を代入すると、 VA（＋）≒（R1／R2＋１）VBE1 ……(5) を表わせる。したがつて、第２図の負荷保護回路
の正の直流電圧を検出する検出感度は、上述の(5)
式の如く表わすことが出来る。 一方、パワーアンプ１の出力点Ａに負の直流電
圧が発生したとき第２図の回路に流れる電流を破
線の矢印の如く示すと、 I′＝I1′＋I2′ ……(6) と表わされる。ここで、I2′は I2′＝I3＋IB2＝IB3＋I4＋IB2 ＝IB3＋VBE3／R4＋IB2 ……(7) と表わされる。但し、I3はベース抵抗１０に流れ
る電流値、IB2は第２検出トランジスタ８のベー
ス電流値、I4は分流抵抗１９に流れる電流値、IB3
は制御トランジスタ９のベース電流値、R4は前
記分流抵抗１９の抵抗値、VBE3は前記制御トラン
ジスタ９のベース・エミツタ間の導通電圧値であ
る。 ここで、IB2及びIB3はI4に比べ無視出来る程小
さいので(7)式は I2′≒I4 ……(8) と表わせるから(6)式は I′≒I1′＋I4＝VBE2／R2＋VBE3／R4 ……(9) と表わせる。但し、VBE2は第２検出トランジスタ
８のベース・エミツタ間の導通電圧値である。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する負
の直流電圧VA（−）は VA（−）＝R1I′＋VBE2 ……(10) と表わせるので、(10)式に(9)式を代入すると、 VA（−）＝（R1／R2＋１）VBE2＋R1／R4VBE3……(11) と表わせる。したがつて、破線に示した分流抵抗
１９を含む第２図の負荷保護回路の負の直流電圧
を検出する検出感度は、上述の(11)式の如く表わ
すことが出来る。 ところで、第１検出トランジスタ７のベース・
エミツタ間の導通電圧VBE1及び第２検出トランジ
スタ８のベース・エミツタ間の導通電圧VBE2は通
常、共に等しく約0.6〔Ｖ〕であるので、第２図の
負荷保護回路の直流電圧を検出する検出感度は、
正と負とでは、R1／R4VBE3も異なつてしまう。ちな みに、VBE1＝VBE2＝VBE3＝0.6〔Ｖ〕、R1＝47
〔KΩ〕、R2＝10〔KΩ〕、R4＝10〔KΩ〕とすると、 VA（＋）＝3.42〔Ｖ〕 VA（−）＝6.24〔Ｖ〕 となり、負の直流電圧を検出する検出感度が著し
く低い。 本考案は、上述の点に鑑み成された負荷保護回
路に用いて好適な直流電圧検出回路を提供せんと
するものである。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本考案は、OCL増幅器の出力点に一端が接続
された第１抵抗と、該第１抵抗の他端とアースと
の間に接続されると共に第２抵抗及びアース側に
カソードが接続されたダイオードから構成される
直列回路と、該直列回路と並列に接続されたコン
デンサと、該コンデンサの端子電圧が正の所定値
になつたときにオンする第１検出トランジスタ
と、前記コンデンサの端子電圧が負の所定値にな
つたときにオンする第２検出トランジスタと、前
記第１及び第２検出トランジスタの導通状態に応
じて制御される制御トランジスタと、該制御トラ
ンジスタのベース・エミツタ間に接続された分流
抵抗とを備えたものである。 (ホ) 作用 本考案は、OCL増幅器の出力点に直流電圧が
発生したときに制御トランジスタをオンする様に
すると共にダイオードにより第２抵抗が負の直流
電圧を検出する検出感度に関与しない様にして正
及び負における直流電圧の検出感度を独立して設
定出来る様にしたものである。 (ヘ) 実施例 第１図は本考案の一実施例を示す直流電圧検出
回路を用いた負荷保護回路の回路図であり、図に
おいて２０はパワーアンプ１の出力点Ａに一端が
接続された第１抵抗、２１は該第１抵抗２０の他
端に一端が接続された第２抵抗２２と該第２抵抗
２２の他端にアノードが接続され、アースにカソ
ードが接続されたシヨツトキーダイオード２３と
から成る直列回路、２４は制御トランジスタ９の
ベース・エミツタ間に接続された分流抵抗であ
る。尚、第１図の回路図において第２図に使用さ
れた素子と同一の素子には同一の図番が付してあ
り、第１抵抗２０、直列回路２１、コンデンサ
６、第１及び第２検出トランジスタ７及び８、制
御トランジスタ９及び分流抵抗２４は直流電圧検
出回路２５を構成している。 第１図において、パワーアンプ１の出力点Ａに
発生される直流電圧は第１抵抗２０を介して直列
回路２１に印加される。そして、前記直列回路２
１の一端Ｂに発生される直流電圧は、コンデンサ
６に充電される。前記コンデンサ６の端子電圧
は、第２図の回路と同様に第１検出トランジスタ
７のベースに印加されると共に第２検出トランジ
スタ８のエミツタに印加されるので、前記コンデ
ンサ６に充電された電圧がアース電圧より前記第
１検出トランジスタ７のベース・エミツタ間の導
通電圧VBE1以上上昇し、該第１検出トランジスタ
７がオンするか、あるいは前記第２検出トランジ
スタ８のベース・エミツタ間の導通電圧VBE2以上
低下し、該第２検出トランジスタ８がオンする
と、制御トランジスタ９がオンする。したがつ
て、前記コンデンサ６の端子電圧がアース電圧よ
りVBE1以上上昇するか、あるいはVBE2以上低下す
ると、リレーコイル１６に駆動電流が流れなくな
り、リレー接点１７が開放されるので、パワーア
ンプ１の出力点Ａに発生された直流電圧はスピー
カ２に印加されなくなる。 ここで、直列回路２１のシヨツトキーダイオー
ド２３の導通電圧VFは、約0.2〔Ｖ〕であり、第１
検出トランジスタ７のベース・エミツタ間の導通
電圧VBE1の約0.6〔Ｖ〕より低いので、第１及び第
２抵抗２０及び２２の抵抗値を考慮すれば、前記
シヨツトキーダイオード２３を設けたことによる
正の直流電圧を検出する検出感度が低下すること
はない。 次に第１図の回路における直流電圧を検出する
検出感度を求める。尚、第１図の回路において、
第２図の回路に使用された素子と同一の素子にお
ける電流値及び電圧値は第２図の回路に使用した
記号をそのまま使用する。 パワーアンプ１の出力点Ａに正の直流電圧が発
生したとき第１図の回路に流れる電流を実線の矢
印の如く示すと、第２図と同様に i1＝i1＋i2＝i1＋IB1 ……(12) と表わされ、IB1はi1に比べ無視出来る程小さいの
で、(12)式は ｉ≒i1＝VBE1−VF／R6 ……(13) と表わせる。但し、R6は第２抵抗２２の抵抗値
である。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する正
の直流電圧VA（＋）は、第２図と同様に VA（＋）＝R5ｉ＋VBE1 ……(14) と表わせる。但し、R5は第１抵抗２０の抵抗値
である。(14)式に(13)式を代入すると、 VA（＋）≒（R5／R6＋１）VBE1−R5／R6VF ……(15) と表わせる。したがつて、第１図の負荷保護回路
の正の直流電圧を検出する検出感度は、上述の(1
５）式の如く表わすことが出来る。 一方、パワーアンプ１の出力点Ａに負の直流電
圧が発生したとき第１図の回路に流れる電流を破
線の矢印の如く示すと、 i′＝i2′ ……(16) と表わされ、i2′はベース抵抗１０に流れる電流
値i3と第２検出トランジスタ８のベース電流値IB2
との和であり、前記ベース抵抗１０に流れる電流
値i3は制御トランジスタ９のベース電流値IB3と分
流抵抗２４に流れる電流値i4との和であるから上
述の(16)式は i′＝IB2＋IB3＋i4 ……(17) と表わされ、IB2及びIB3は分流抵抗２４に流れる
電流値i4に比べ無視出来る程小さく、i4は i4＝VBE3／R7 （但し、R7は分流抵抗２４の抵抗値） と表わせるから(17)式は i′≒VBE3／R7 ……(18) と表わせる。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する負
の直流電圧VA（−）は VA（−）＝R5i′＋VBE2 ……(19) と表わせるので、(19)式に(18)式を代入すると、 VA（−）≒R5／R7VBE3＋VBE2 ……(20) と表わせる。したがつて、第１図の負荷保護回路
の負の直流電圧を検出する検出感度は、上述の(2
０）式の如く表わすことが出来る。 すなわち、第１図の負荷保護回路の直流電圧を
検出する検出感度を設定する値のうち正と負との
両方に関与する値は、第１抵抗２０の抵抗値R5
のみであるので、正または負のどちらか一方の直
流電圧を検出する検出感度を設定するべく前記第
１抵抗２０の抵抗値R5を設定したら、その抵抗
値R5を固定して他方の直流電圧の検出感度を設
定することが出来る。したがつて、正及び負にお
ける直流電圧の検出感度を独立に設定することが
出来る。 ちなみに、VBE1＝VBE2＝VBE3＝0.6〔Ｖ〕、VF＝
0.2〔Ｖ〕とし、R5＝10〔KΩ〕、R6＝1.7〔KΩ〕、R7
＝2.5〔KΩ〕とすると、 VA（＋）≒3.0〔Ｖ〕 VA（−）＝3.0〔Ｖ〕 となり、正及び負における直流電圧の検出感度を
同一にすることが出来る。 (ト) 考案の効果 以上述べた如く、本考案に依れば、制御トラン
ジスタのベース・エミツタ間に分流抵抗を接続し
て雑音による誤動作を解決すると共にダイオード
により第２抵抗が負の直流電圧の検出感度に関与
しない様にしているので、信頼が高く、かつ正及
び負における直流電圧の検出感度を独立して設定
出来る直流電圧検出回路が提供出来る。
保持されるOCL増幅器の出力点に発生される直
流電圧を検出する直流電圧検出回路に関し、特に
OCL増幅器の出力点に接続される負荷を該出力
点から遮断して前記負荷が破壊されるのを保護す
る負荷保護回路に用いて好適な直流電圧検出回路
に関する。 (ロ) 従来の技術 現在、ステレオ装置の音響増幅器には、動作電
圧を正及び負の２電極で供給する方式を使用し、
出力コンデンサなしにスピーカが接続される出力
点の直流電圧がアース電圧に保持されるOCL増
幅器が多用されている。前記OCL増幅器におい
ては、出力点と負荷（スピーカ）とが直流的にも
直結されている為、該OCL増幅器の異常により
負荷に直流電圧が印加され、該負荷を破壊するの
で、前記OCL増幅器には、例えば特公昭61−
15614号公報に示される如く、負荷が破壊される
のを保護する負荷保護回路が設けられている。前
記負荷保護回路は、OCL増幅器の出力点に直流
電圧が発生したことを検出する直流電圧検出回路
を設け、該直流電圧検出回路により直流電圧が検
出されたときに前記出力点に接続される負荷を開
放したり、負荷を短絡したりして該負荷が破壊さ
れるのを保護するものである。前記負荷保護回路
としては、例えば第２図に示す如きものが知られ
ている。 第２図において、１はOCL増幅器で構成され
たパワーアンプ、２は該パワーアンプ１の負荷と
なるスピーカ、３は前記パワーアンプ１の出力点
Ａとアースとの間に接続される第１及び第２分圧
抵抗４及び５から成る分圧回路、６は該分圧回路
３の第２抵抗５と並列に接続されたコンデンサ、
７は該コンデンサ６の端子電圧がベースに印加さ
れるエミツタ接地型の第１検出トランジスタ、８
は前記コンデンサ６の端子電圧がエミツタに印加
されるベース接地型の第２検出トランジスタ、９
はベースがベース抵抗１０を介して前記第１及び
第２検出トランジスタ７及び８のそれぞれのコレ
クタに接続されると共にエミツタに動作電圧（＋
B1）が印加される制御トランジスタ、１１はベ
ースがベース抵抗１２を介して該制御トランジス
タ９のコレクタに接続されていると共にコレクタ
に動作電圧（＋B2）が印加されるエミツタ接地
型の第１駆動トランジスタ、１３はベースが該第
１駆動トランジスタ１１のコレクタに接続された
第２駆動トランジスタ、１４は一端が抵抗１５を
介して前記第１駆動トランジスタ１１のコレクタ
に接続されていると共に他端が前記第２駆動トラ
ンジスタ１３のコレクタに接続されたリレーコイ
ル１６及びパワーアンプ１の出力点Ａとスピーカ
２との間に接続されたリレー接点１７から成るリ
レーである。尚、分圧回路３、コンデンサ６、第
１及び第２検出トランジスタ７及び８、制御トラ
ンジスタ９は直流電圧検出回路１８を構成してい
る。 第２図において、パワーアンプ１の出力点Ａに
発生される直流電圧は分圧回路３により分圧され
た後、コンデンサ６に充電される。そして、前記
コンデンサ６の端子電圧は、第１検出トランジス
タ７のベースに印加されると共に第２検出トラン
ジスタ８のエミツタに印加される。その為、前記
パワーアンプ１の出力点Ａに発生した直流電圧が
正であり、前記コンデンサ６に充電された電圧が
アース電圧より前記第１検出トランジスタ７のベ
ース・エミツタ間の導通電圧VBE1以上上昇する
と、該第１検出トランジスタ７がオンし、また、
前記出力点Ａに発生した直流電圧が負であり、前
記コンデンサ６に充電された電圧がアース電圧よ
り第２検出トランジスタ８のベース・エミツタ間
の導通電圧VBE2以上低下すると、該第２検出トラ
ンジスタ８がオンする。 ところで、パワーアンプ１の出力点Ａの直流電
圧がアース電圧に保持される定常時において、コ
ンデンサ６は充電されないので、第１及び第２検
出トランジスタ７及び８は共にオフしている。そ
の為、制御トランジスタ９はオフしているから第
１駆動トランジスタ１１はオフし、第２駆動トラ
ンジスタ１３はオンしている。したがつて、リレ
ーコイル１６に駆動電流が流れ、リレー接点１７
は閉成されているので、定常時において、パワー
アンプ１から出力された信号はスピーカ２に供給
される様に成されている。 今、パワーアンプ１の異常により出力点Ａに直
流電圧が発生したとすると、コンデンサ６の端子
電圧がアース電圧より第１検出トランジスタ７の
ベース・エミツタ間の導通電圧VBE1以上上昇する
か、あるいはアース電圧より第２検出トランジス
タ８のベース・エミツタ間の導通電圧VBE2以上下
降し、前記第１または第２検出トランジスタ７ま
たは８がオンするので、制御トランジスタ９がオ
ンする。その為、第１駆動トランジスタ１１がオ
ンし、第２駆動トランジスタ１３がオフする。し
たがつて、リレーコイル１６に駆動電流が流れな
くなり、リレー接点１７は開放されるので、パワ
ーアンプ１の出力点Ａに発生された直流電圧はス
ピーカ２に印加されなくなる。 上述の様に第２図に示された負荷保護回路は、
パワーアンプ１の異常により出力点Ａに直流電圧
が発生したときにスピーカ２が破壊されるのを保
護することが出来る。 (ハ) 考案が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図の負荷保護回路は、パワ
ーアンプ１の定常時において制御トランジスタ９
のベースが高インピーダンスに成されているの
で、雑音による誤動作が問題となつた。その問題
を解決する為には、第２図の破線に示す如く、前
記制御トランジスタ９のベース・エミツタ間に分
流抵抗１９を接続することが考えられる。しかし
ながら、前記分流抵抗１９を接続すると、直流電
圧を検出する検出感度が正と負で著るしく異なつ
てしまうという別の欠点が発生してしまう。すな
わち、パワーアンプ１の出力点Ａに正の直流電圧
が発生したとき第２図の回路に流れる電流を実線
の矢印の如く示すと、 Ｉ＝I1＋I2 ……(1) と表わされ、上述の(1)式は Ｉ＝I1＋IB1＝VBE1／R2＋IB1 ……(2) と表わすことが出来る。但し、R2は第２分圧抵
抗５の抵抗値、VBE1は第１検出トランジスタ７の
ベース・エミツタ間の導通電圧値、IB1は前記第
１検出トランジスタ７のベース電流値である。 ここで、IB1はI1に比べ無視出来る程小さいの
で、(2)式は Ｉ≒VBE1／R2 ……(3) と表わせる。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する正
の直流電圧VA（＋）は VA（＋）＝R1Ｉ＋VBE1 ……(4) と表わせる。但し、R1は第１分圧抵抗４の抵抗
値である。(4)式に(3)式を代入すると、 VA（＋）≒（R1／R2＋１）VBE1 ……(5) を表わせる。したがつて、第２図の負荷保護回路
の正の直流電圧を検出する検出感度は、上述の(5)
式の如く表わすことが出来る。 一方、パワーアンプ１の出力点Ａに負の直流電
圧が発生したとき第２図の回路に流れる電流を破
線の矢印の如く示すと、 I′＝I1′＋I2′ ……(6) と表わされる。ここで、I2′は I2′＝I3＋IB2＝IB3＋I4＋IB2 ＝IB3＋VBE3／R4＋IB2 ……(7) と表わされる。但し、I3はベース抵抗１０に流れ
る電流値、IB2は第２検出トランジスタ８のベー
ス電流値、I4は分流抵抗１９に流れる電流値、IB3
は制御トランジスタ９のベース電流値、R4は前
記分流抵抗１９の抵抗値、VBE3は前記制御トラン
ジスタ９のベース・エミツタ間の導通電圧値であ
る。 ここで、IB2及びIB3はI4に比べ無視出来る程小
さいので(7)式は I2′≒I4 ……(8) と表わせるから(6)式は I′≒I1′＋I4＝VBE2／R2＋VBE3／R4 ……(9) と表わせる。但し、VBE2は第２検出トランジスタ
８のベース・エミツタ間の導通電圧値である。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する負
の直流電圧VA（−）は VA（−）＝R1I′＋VBE2 ……(10) と表わせるので、(10)式に(9)式を代入すると、 VA（−）＝（R1／R2＋１）VBE2＋R1／R4VBE3……(11) と表わせる。したがつて、破線に示した分流抵抗
１９を含む第２図の負荷保護回路の負の直流電圧
を検出する検出感度は、上述の(11)式の如く表わ
すことが出来る。 ところで、第１検出トランジスタ７のベース・
エミツタ間の導通電圧VBE1及び第２検出トランジ
スタ８のベース・エミツタ間の導通電圧VBE2は通
常、共に等しく約0.6〔Ｖ〕であるので、第２図の
負荷保護回路の直流電圧を検出する検出感度は、
正と負とでは、R1／R4VBE3も異なつてしまう。ちな みに、VBE1＝VBE2＝VBE3＝0.6〔Ｖ〕、R1＝47
〔KΩ〕、R2＝10〔KΩ〕、R4＝10〔KΩ〕とすると、 VA（＋）＝3.42〔Ｖ〕 VA（−）＝6.24〔Ｖ〕 となり、負の直流電圧を検出する検出感度が著し
く低い。 本考案は、上述の点に鑑み成された負荷保護回
路に用いて好適な直流電圧検出回路を提供せんと
するものである。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本考案は、OCL増幅器の出力点に一端が接続
された第１抵抗と、該第１抵抗の他端とアースと
の間に接続されると共に第２抵抗及びアース側に
カソードが接続されたダイオードから構成される
直列回路と、該直列回路と並列に接続されたコン
デンサと、該コンデンサの端子電圧が正の所定値
になつたときにオンする第１検出トランジスタ
と、前記コンデンサの端子電圧が負の所定値にな
つたときにオンする第２検出トランジスタと、前
記第１及び第２検出トランジスタの導通状態に応
じて制御される制御トランジスタと、該制御トラ
ンジスタのベース・エミツタ間に接続された分流
抵抗とを備えたものである。 (ホ) 作用 本考案は、OCL増幅器の出力点に直流電圧が
発生したときに制御トランジスタをオンする様に
すると共にダイオードにより第２抵抗が負の直流
電圧を検出する検出感度に関与しない様にして正
及び負における直流電圧の検出感度を独立して設
定出来る様にしたものである。 (ヘ) 実施例 第１図は本考案の一実施例を示す直流電圧検出
回路を用いた負荷保護回路の回路図であり、図に
おいて２０はパワーアンプ１の出力点Ａに一端が
接続された第１抵抗、２１は該第１抵抗２０の他
端に一端が接続された第２抵抗２２と該第２抵抗
２２の他端にアノードが接続され、アースにカソ
ードが接続されたシヨツトキーダイオード２３と
から成る直列回路、２４は制御トランジスタ９の
ベース・エミツタ間に接続された分流抵抗であ
る。尚、第１図の回路図において第２図に使用さ
れた素子と同一の素子には同一の図番が付してあ
り、第１抵抗２０、直列回路２１、コンデンサ
６、第１及び第２検出トランジスタ７及び８、制
御トランジスタ９及び分流抵抗２４は直流電圧検
出回路２５を構成している。 第１図において、パワーアンプ１の出力点Ａに
発生される直流電圧は第１抵抗２０を介して直列
回路２１に印加される。そして、前記直列回路２
１の一端Ｂに発生される直流電圧は、コンデンサ
６に充電される。前記コンデンサ６の端子電圧
は、第２図の回路と同様に第１検出トランジスタ
７のベースに印加されると共に第２検出トランジ
スタ８のエミツタに印加されるので、前記コンデ
ンサ６に充電された電圧がアース電圧より前記第
１検出トランジスタ７のベース・エミツタ間の導
通電圧VBE1以上上昇し、該第１検出トランジスタ
７がオンするか、あるいは前記第２検出トランジ
スタ８のベース・エミツタ間の導通電圧VBE2以上
低下し、該第２検出トランジスタ８がオンする
と、制御トランジスタ９がオンする。したがつ
て、前記コンデンサ６の端子電圧がアース電圧よ
りVBE1以上上昇するか、あるいはVBE2以上低下す
ると、リレーコイル１６に駆動電流が流れなくな
り、リレー接点１７が開放されるので、パワーア
ンプ１の出力点Ａに発生された直流電圧はスピー
カ２に印加されなくなる。 ここで、直列回路２１のシヨツトキーダイオー
ド２３の導通電圧VFは、約0.2〔Ｖ〕であり、第１
検出トランジスタ７のベース・エミツタ間の導通
電圧VBE1の約0.6〔Ｖ〕より低いので、第１及び第
２抵抗２０及び２２の抵抗値を考慮すれば、前記
シヨツトキーダイオード２３を設けたことによる
正の直流電圧を検出する検出感度が低下すること
はない。 次に第１図の回路における直流電圧を検出する
検出感度を求める。尚、第１図の回路において、
第２図の回路に使用された素子と同一の素子にお
ける電流値及び電圧値は第２図の回路に使用した
記号をそのまま使用する。 パワーアンプ１の出力点Ａに正の直流電圧が発
生したとき第１図の回路に流れる電流を実線の矢
印の如く示すと、第２図と同様に i1＝i1＋i2＝i1＋IB1 ……(12) と表わされ、IB1はi1に比べ無視出来る程小さいの
で、(12)式は ｉ≒i1＝VBE1−VF／R6 ……(13) と表わせる。但し、R6は第２抵抗２２の抵抗値
である。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する正
の直流電圧VA（＋）は、第２図と同様に VA（＋）＝R5ｉ＋VBE1 ……(14) と表わせる。但し、R5は第１抵抗２０の抵抗値
である。(14)式に(13)式を代入すると、 VA（＋）≒（R5／R6＋１）VBE1−R5／R6VF ……(15) と表わせる。したがつて、第１図の負荷保護回路
の正の直流電圧を検出する検出感度は、上述の(1
５）式の如く表わすことが出来る。 一方、パワーアンプ１の出力点Ａに負の直流電
圧が発生したとき第１図の回路に流れる電流を破
線の矢印の如く示すと、 i′＝i2′ ……(16) と表わされ、i2′はベース抵抗１０に流れる電流
値i3と第２検出トランジスタ８のベース電流値IB2
との和であり、前記ベース抵抗１０に流れる電流
値i3は制御トランジスタ９のベース電流値IB3と分
流抵抗２４に流れる電流値i4との和であるから上
述の(16)式は i′＝IB2＋IB3＋i4 ……(17) と表わされ、IB2及びIB3は分流抵抗２４に流れる
電流値i4に比べ無視出来る程小さく、i4は i4＝VBE3／R7 （但し、R7は分流抵抗２４の抵抗値） と表わせるから(17)式は i′≒VBE3／R7 ……(18) と表わせる。 また、パワーアンプ１の出力点Ａに発生する負
の直流電圧VA（−）は VA（−）＝R5i′＋VBE2 ……(19) と表わせるので、(19)式に(18)式を代入すると、 VA（−）≒R5／R7VBE3＋VBE2 ……(20) と表わせる。したがつて、第１図の負荷保護回路
の負の直流電圧を検出する検出感度は、上述の(2
０）式の如く表わすことが出来る。 すなわち、第１図の負荷保護回路の直流電圧を
検出する検出感度を設定する値のうち正と負との
両方に関与する値は、第１抵抗２０の抵抗値R5
のみであるので、正または負のどちらか一方の直
流電圧を検出する検出感度を設定するべく前記第
１抵抗２０の抵抗値R5を設定したら、その抵抗
値R5を固定して他方の直流電圧の検出感度を設
定することが出来る。したがつて、正及び負にお
ける直流電圧の検出感度を独立に設定することが
出来る。 ちなみに、VBE1＝VBE2＝VBE3＝0.6〔Ｖ〕、VF＝
0.2〔Ｖ〕とし、R5＝10〔KΩ〕、R6＝1.7〔KΩ〕、R7
＝2.5〔KΩ〕とすると、 VA（＋）≒3.0〔Ｖ〕 VA（−）＝3.0〔Ｖ〕 となり、正及び負における直流電圧の検出感度を
同一にすることが出来る。 (ト) 考案の効果 以上述べた如く、本考案に依れば、制御トラン
ジスタのベース・エミツタ間に分流抵抗を接続し
て雑音による誤動作を解決すると共にダイオード
により第２抵抗が負の直流電圧の検出感度に関与
しない様にしているので、信頼が高く、かつ正及
び負における直流電圧の検出感度を独立して設定
出来る直流電圧検出回路が提供出来る。
第１図は本考案の一実施例を示す直流電圧検出
回路を使用した負荷保護回路を示す回路図、第２
図は従来の直流電圧検出回路を使用した負荷保護
回路を示す回路図である。 主な図番の説明、７，８……検出トランジス
タ、９……制御トランジスタ、２０……第１抵
抗、２１……直列回路、２２……第２抵抗、２３
……ダイオード、２４……分流抵抗。
回路を使用した負荷保護回路を示す回路図、第２
図は従来の直流電圧検出回路を使用した負荷保護
回路を示す回路図である。 主な図番の説明、７，８……検出トランジス
タ、９……制御トランジスタ、２０……第１抵
抗、２１……直列回路、２２……第２抵抗、２３
……ダイオード、２４……分流抵抗。
Claims (1)
- 定常時に直流電圧が略アース電圧に保持される
OCL増幅器の出力点に発生される直流電圧を検
出する直流電圧検出回路において、前記出力点に
一端が接続された第１抵抗と、該第１抵抗の他端
とアースとの間に接続されると共に第２抵抗及び
アース側にカソードが接続されたダイオードから
構成される直列回路と、該直列回路と並列に接続
されたコンデンサと、該コンデンサの端子電圧が
正の所定値になつたときにオンする第１検出トラ
ンジスタと、前記コンデンサの端子電圧が負の所
定値になつたときにオンする第２検出トランジス
タと、前記第１及び第２検出トランジスタの導通
状態に応じて制御される制御トランジスタと、該
制御トランジスタのベース・エミツタ間に接続さ
れた分流抵抗とを備え、OCL増幅器の出力点に
直流電圧が発生したときに前記制御トランジスタ
をオンする様にすると共に正及び負における直流
電圧の検出感度を独立に設定出来る様にしたこと
を特徴とする直流電圧検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2233987U JPH0416492Y2 (ja) | 1987-02-18 | 1987-02-18 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2233987U JPH0416492Y2 (ja) | 1987-02-18 | 1987-02-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63129315U JPS63129315U (ja) | 1988-08-24 |
| JPH0416492Y2 true JPH0416492Y2 (ja) | 1992-04-14 |
Family
ID=30819631
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2233987U Expired JPH0416492Y2 (ja) | 1987-02-18 | 1987-02-18 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0416492Y2 (ja) |
-
1987
- 1987-02-18 JP JP2233987U patent/JPH0416492Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63129315U (ja) | 1988-08-24 |
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