JPH0416916B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は一般家庭において使用される誘導加熱
調理器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 従来、インバータを用いて超可聴周波数の交番
磁界を発生させ金属製鍋を誘導加熱する誘導加熱
調理器にあつては、加熱コイルがインバータの共
振回路を構成するため、鍋の材質や形状等により
動作周波数が大きく変動していた。又、出力の調
節のためには、加熱状態を断続させ、その断続時
間比で平均電力を調節するデユーテイ制御方式
と、超可聴周波数を変化させ出力調節を行なう周
波数制御方式の２つが代表的である。前者の場合
は、断続時に電源インピーダンスにより電圧変動
となる不都合があつた。一方、後者においては、
広い出力調節巾のためには動作周波数を広範囲に
変化する必要があり、前述の鍋による周波数変動
も考慮するとスイツチング半導体の動作速度の限
界に達するため、狭い出力調節巾しか得られなか
つた。

又、周波数が大きく変動するため、妨害波雑音
の基本波も変動し、他の機器の特定の周波数と合
致すれば妨害を与えることもある（例えば基本波
ではないがラジオの放送周波数やリモコン機器の
周波数など）。

さらに、複数の誘導加熱調理器を近接したり、
あるいは複数の加熱部を有する機器においては、
各バーナの鍋条件や出力設定が同一でない限り動
作周波数が異なるため、お互いの加熱コイルから
の漏洩磁束が鍋に重畳されるために、その周波数
差のビート音が鍋で発生し、使用者に不快感を与
えることもあつた。

発明の目的 本発明は、この様な問題を解決するために常に
一定の周波数で動作する誘導加熱調理器を使用者
に供給することを目的とする。

発明の構成 本発明の誘導加熱調理器は、加熱コイルを含ん
だ共振回路と、その共振回路に接続され励振する
スイツチング半導体と、電源と前記共振回路間に
接続されたチヨークコイルとコンデンサからなる
フイルタ回路で構成されるインバータ回路と、そ
の制御回路とより成り、制御回路はインバータ回
路を一定の周波数で作動させる駆動回路とチヨー
クコイルの定数を変化させる設定回路を備え、前
記フイルターの定数を変化させることによつて電
力を可変するものである。

実施例の説明 以下、添附図面に基づいて本発明の一実施例を
説明する。第１図は一実施例を示す回路図で、商
用電源１に接続された全波整流器２の整流した出
力端子にはチヨークコイルを構成する可飽和リア
クトル３とフイルタコンデンサ４の直列回路で構
成されるフイルタ回路６が接続されている。フイ
ルタ回路６の出力端子には、加熱コイル７と共振
コンデンサ８の並列回路と、NPNトランジスタ
９と逆並列接続されたダイオード１０の直列回路
が接続されており、全体でインバータ回路１１を
構成している。商用電源１に接続された電源トラ
ンス１２の２次側端子は制御回路１３のａ，ｂ端
子に接続されて、当該制御回路１３に低電圧電源
を供給する。制御回路１３は設定回路１４と駆動
回路１５を含んでおり、設定回路１４は出力端子
ｃ，ｄを介して、前記可飽和リアクトル３の制御
巻線３ａに直流のバイアス電流を供給している。
ここで可飽和リアクトル３は一般的な磁気増巾器
の構成をとつており、即ち、同一コア上に巻かれ
た主巻線３ｂと制御巻線３ａで構成されているの
で、上記制御巻線３ａによるコア内のバイアス磁
界により主巻線３ｂのインダクタンスを変化させ
ることができる。直流バイアス磁界がコアを飽和
させるに充分な値になれば主巻線３ｂのインダク
タンスはコアによる増分がなくなるので、空心の
インダクタンスと等価な値に迄減少する。一方、
バイアス磁界がない場合は主巻線３ｂのインダク
タンスはコアを有した値となり上述の空心のイン
ダクタンスに比べ飛躍的に大きな値となる。この
様に、制御回路１３からの直流制御電流によつて
チヨークコイルのインダクタンスを可変すること
が出来る。

又制御回路１３を構成する、一方の駆動回路１
５は入力端子ｅから、トランジスタ９の端子電圧
を検出して、一定の繰返し周期を有するパルス出
力を端子ｆ，ｇを介してトランジンタ９のベース
とエミツタに駆動信号として供給し、インバータ
１１の発振を制御している。

次に、制御回路１３の詳細な説明を、第２図に
示す実施例で行う。電源トランス１２の２次巻線
に接続された入力端子ａ，ｂには、ダイオード１
０１とコンデンサ１０２で整流平滑された後、抵
抗１０３と定電圧ダイオード１０４で安定化電源
が構成され、設定回路１４と駆動回路１５に電源
を供給している。設定回路１４は抵抗１０５，１
０７と、使用者が出力を設定する可変抵抗１０６
の分圧回路と、PNPトランジスタ１０９とエミ
ツタ電流設定用抵抗１０８の定電流回路で構成さ
れており、可変抵抗で任意に設定された電圧がト
ランジスタ１０９のベース電圧を決定し、エミツ
タ抵抗１０８で決る電流がコレクタを介して、出
力端子ｃ，ｄに接続された可飽和リアクトル３の
制御巻線３ａへ流れる。トランジスタ１０９はエ
ミツタ接地型の構成であつて、直流増巾率は充分
大きいので、トランジスタ１０９はベース電圧に
応じた定電流動作をしてあり、制御巻線３ａの抵
抗値のバラツキに対しても流れる電流は一定であ
り、安定な制御が行なえる。又、制御巻線３ａに
は主巻線を流れる交流成分が誘導されるので、コ
ンデンサ１１０が並列接続されており、誘導電圧
を吸収している。

駆動回路１５は２つのNPNトランジスタ１１
４，１１８で構成される非安定マルチバイブレー
タで一定周期のパルス出力をNPNトランジスタ
１２４で反転してそのオフ時にコレクタ抵抗１２
３を流れる電流を出力端子ｆを介してトランジス
タ９のベース端子へ供給している。さらにトラン
ジスタ９のコレクタ電圧は入力端子ｅと抵抗１１
９を介してトランジスタ１２２のベースへ接続さ
れ、トランジスタ１２２のコレクタは、前記トラ
ンジスタ１２４のコレクタに並列接続されている
ため、トランジスタ９がオフしてコレクタ電圧が
発生している間は、ベース電流を供給しない。

以上の動作を第３図の各部の波形図で説明する
と、第３図はトランジスタ９のコレクタ電圧波
形、第３図ロはそのコレクタ電流波形を示してい
て、第３図ハは上記非安定マルチバイブレータの
出力でオンオフするトランジスタ１２４のコレク
タ出力を示す。この時、パルス出力の周期T₁は
マルチバイブレータの時定数で定まり、常に一定
である。一方、トランジスタ１２２のコレクタ出
力は第３図ニに示すように、トランジスタ９のコ
レクタ電圧発生時には、オンしていて、トランジ
スタ１２２と１２４は並列接続されているので、
トランジスタ１２４の第７期間T₃のうち、トラ
ンジスタ１２２がオンしている期間T₂と重なる
間は、端子ｆから出力が出ない。

即ち、トランジスタ９のベース電流は、加熱コ
イル７と共振コンデンサ８の共振によりトランジ
スタ９の電圧が零になつた後、一定周期T₁にな
る様（T₁−T₂）に駆動回路１５から供給される。
第３図のイ，ロにおいて実線で表わされているの
は高出力設定時を示していて、制御巻線３ａの電
流が大きく主巻線３ｂのインダクタンスが小さい
ために、トランジスタ９の導通時、コンデンサ４
の電荷が加熱コイル７を介して放電されない様、
電源からの充電を早くしている。一方、破線は、
低出力設定時を示しており、制御巻線３ａの電流
が少なくインダクタンスが増大しているために、
実質的に電源のインピーダンスが高くなり、トラ
ンジスタ９の導通時にも加熱コイル７に充分な電
流が流れず誘導加熱出力が低く設定される。

第４図には誘導加熱される鍋材質が変化した時
の駆動回路の動作を説明する波形図が示されてい
る。第４図イ，ロはそれぞれトランジスタ９の電
圧、電流波形を示しており、破線は通常の鉄系の
鍋で実線はアルミやステンレス等の非磁性体鍋の
場合を示す。第３図での説明でも判る様に、マル
チバイブレータの出力周期は鍋によらず一定であ
り、トランジスタ１２４も第４図ハの様に一定で
ある。

しかし、トランジスタ９の電圧によりスイツチ
ングするトランジスタ１２２の出力は第４図ニ，
ニ′に示すように鍋によつて変化しており、結果
として、一定周期の中で、トランジスタの導通期
間が鍋材質等により自動的に補正される。

第５図は入力電流とインバータ回路の電圧又は
電流を検知してより高精度の制御を行う実施例の
構成を示す回路図であり、第１図の実施例に対し
て、入力電流を検出するための変流器１６が附加
されている。第６図は、上記実施例の制御回路１
３を示したものであり、ａ，ｂ端子には第２図と
同じく定電圧電源回路が接続されて設定回路１４
と駆動回路１５に電源を供給している。設定回路
１４は、変流器からの信号を抵抗１３０で電圧に
変換し、全波整流器１３１と平滑コンデンサ１３
２で直流電圧にすると共に、トランジスタ９のコ
レクタ電圧を抵抗１３３と１３４で分圧し、それ
ぞれの出力の高い直を、ダイオード１３５，１３
６で検出し演算増巾器１３９の負極入力端子へ接
続する。

演算増巾器１３９の他方の正極入力端子には、
使用者が設定する可変抵抗１０６を含んだ抵抗分
圧回路で基準電圧が供給されているので、入力電
流又はインバータ回路１１の電圧の高い方の値が
設定値と等しくなる様に可飽和リアクトル３の制
御巻線３ａに制御電流が流れる。これにより、設
定に封じて過大な入力が生じたり、あるいはイン
バータ回路に過大な電圧や電流の発生が生じない
様に制御することが可能であり、電源容量や特殊
な材質鍋によるインバータの波壊等を防止でき信
頼性を向上させることが達成される。特にアルミ
等の非磁性体で抵抗の小さいものは第４図の実線
波形でも判る様にコレクタ電流が通常鍋に比べて
過大になる事が予想されるので、トランジスタ９
のコレクタ電流を変流器で検出し（図示せず）、
可飽和リアクトル３のインダクタンスを大きくす
る事りよつてトランジスタ９の電流のピーク値を
低く抑える事も有効である。

以上、第１図〜第６図において実施例をもとに
説明して来たが、トランジスタ９やダイオード１
０の代わりにFETやGTOなどの自己消弧型のス
イツチング素子を用いても同様であり、共振コン
デンサ８の接続が第１図と第５図では異なるが、
インバータの動作としては、等価である。

発明の効果 本発明の誘導加熱調理器は負荷変動や出力設定
に対し発振出力が常に一定であるので、 １ 複数の調理器を並べたり、あるいは複数の加
熱コイルを備えた多口誘導加熱調理器で、同一
の発振周波数であるため、周波数差のビートに
よるうなりが発生せず、使用者に不快感を与え
ない。

２ スイツチング半導体の電圧が零になつた時に
導通信号が発生され、ターンオン時の損失が全
く生じず、小容量の素子を使用できる。

３ チヨークコイルのインダクタンスの可変巾次
第で大きな出力可変巾が得られる。すなわち、
スイツチング半導体に高速な素子を用いなくて
も広い出力可変巾が得られる。

４ 周波数が固定されているので、高調波がラジ
オ周波数と同調しない様に基本周波数を選べば
雑音妨害を発生しない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の誘導加熱調理器を
示す回路図、第２図は第１図の実施例を説明する
詳細な回路図、第３図、第４図は第１図及び第２
図の動作説明を行う波形図、第５図は本発明の他
の実施例の誘導加熱調理器を示す回路図、第６図
は第５図の実施例を説明する詳細な回路図であ
る。 ３……可飽和リアクトル、６……フイルタ回
路、７……加熱コイル、８……共振コンデンサ、
９……トランジスタ、１１……インバータ回路、
１４……設定回路、１５……駆動回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 加熱コイルを含んだ共振回路と、この共振回
   路に接続されて励振するスイツチング半導体と、
   電源と前記共振回路間のチヨークコイルとコンデ
   ンサからなるフイルタ回路で構成されるインバー
   タ回路と、その制御回路とよりなり、制御回路は
   インバータ回路を一定の周波数で作動させる駆動
   回路とチヨークコイルの定数を変化させる設定回
   路を備え、前記チヨークコイルの定数を変化させ
   ることによつて電力を可変する誘導加熱調理器。 ２ チヨークコイルは制御巻線を有した可飽和リ
   アクトルで構成されると共に、制御回路は入力を
   検出する入力検知回路と、前記インバータ回路の
   電圧又は電流を検出する状態検知回路を有し、そ
   の２つの検知回路のいずれかの出力で前記可飽和
   リアクトルの制御巻線に流す電流値を制御する特
   許請求の範囲第１項記載の誘導加熱調理器。 ３ スイツチング半導体の端子電圧が発生する
   と、一定幅のパルスを発生させるパルス発生回路
   と、前記スイツチング半導体の端子電圧が発生し
   ている間、禁止出力を発生する禁止回路で作動
   し、スイツチング半導体の端子電圧が零になつた
   後から駆動信号をスイツチング半導体へ供給する
   駆動回路を備えた特許請求の範囲第１項記載の誘
   導加熱調理器。