JPS6039999Y2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は誘導加熱調理器用電力変換回路の電力制御方法
に関するもので、従来出力周波数を変化させて行う方法
があったが、電力用半導体素子の性能上からの制限及び
超可聴周波数でなければならない等の制限から実質上は
せまい周波数範囲しか使用出来ず、充分な出力変化巾を
得るのが困難であった。

そこで本考案は上記従来の欠点を改良するため、可飽和
リアクトルにより直接加熱コイルに流れる電流を制御し
て充分な出力変化巾を得ようとするものである。

以下、本考案の一実施例について添付図面とともに説明
する。

第１図において、１は商用電源、２は商用電源周波から
超音波周波に変換するための電力変換回路、３はリッツ
（Ｌｉｔｚ）線により構成された加熱コイル、４は鍋５
を載置するための非金属の非磁性材料、例えばセラミッ
ク板で構成されたトッププレートである。

上記加熱コイル３に電力変換回路２により得られた超音
波周波電流に流すことにより点線で示す高周波磁界が発
生し、それにより鍋５の底部に矢印の如き渦電流が流れ
る。

結局そのためのジュール熱により鍋が加熱されるもので
ある。

第２図において、商用電源１を全波整流器７で全波整流
し、限流インダクタ６と高周波サイリスタＢ、高速ダイ
オード９の逆並列接続体との直列回路に加えられる。

゛転流キャパシタ１１と可変インダクタンス転流インダ
クタ１０′の直列共振回路が、前記高周波サイリスタ８
に並列接続されている。

更に、フィルタキャパシタ１２と可飽和すアクドル１３
と加熱コイル３から成る直列接続体が転流キャパシタ１
１に並列に接続されている。

そして、これら転流インダクタ１０′、転流キャパシタ
１１、フィルタキャパシタ１２、可飽和リアクトル１３
、加熱コイル３から構成されている共振回路が、高速サ
イリスタ８の転流回路となっている。

又ダイオード２００とキャパシタ２０１で制御回路用直
流電源を作るため、この直列接続体が、全波整流器７の
直流側に並列に接続されている。

制御回路のための安定化電源回路１０５は、キャパシタ
２０１を電源としている。

安定化電源回路１０５は、一般に知られているものであ
り、固定抵抗器２０２、ＮＰＮ トランジスタ２０３、
ゼナーダイオード２０４て構成され、安定化された出力
電圧は、ＮＰＮトランジスタ２０３のエミッタとライン
９９の間に得られる。

零ボルトパルス発生回路１０１は、分圧抵抗２０５，２
０７が全波整流器７の直流側、即ちろ波されていない全
波整流電源に並列接続され、分圧抵抗の中間点にベース
、ライン９９側にエミッタ、安定化電源に抵抗２０６を
介してコレクターを接続したＮＰＮ ）ランジスタで戒
っている。

従って、ライン９８−９９間の電圧が零近くなった時、
即ち電源電圧の零ボルトでのみトランジスタ２０８はＯ
ＦＦとなり、そのコレクターに零ボルトパルスが現われ
る。

遅延回路１０２は、安定化電源に固定抵抗２０９とキャ
パシタ２１０の直列回路を接続し、電源投入時キャパシ
タ２１０の充電時定数により、キャパシタ２１０の端子
電圧が所定の値になるまでの遅れ時間を利用している。

１０３はＤＦＦを示し、その真理値表（ｔｒｕｔｈｔａ
ｂｌｅ）は、 上記の通りである。

すなわち、零ボルト発生回路１０１からの立ち上がりパ
ルスをＣＫ端子に入力することによりｔｎからｔｎ＋□
の状態へ移行するため、Ｄ端子が０であればＣＫ端子に
いくらパルスが入力されてもＱ端子はＯのままであり、
Ｄ端子にｌが入力されるとＣＫ端子入力のパルスの立上
がりでＱ端子は１を出力する。

したがって、零ボルトパルス発生回路１０１の出力、即
ち電源の零ボルトに同期し、しかも遅延回路１０２によ
り遅延された出力がＤＦＦ １０３の出力として得られ
る。

ゲートパルス発生回路１０６はオペアンプ２１７を利用
したパルス信号発生回路と、トランジスタ２１８と抵抗
２１９とから戊るパルス信号増幅回路から戒っている。

パルス信号発生回路は、パルス間かく設定要素である抵
抗２１５と可変抵抗２１１とキャパシタ２１２、基準値
設定抵抗２１３と２１４、帰還抵抗２１６、オペアンプ
２１７とから戊っている。

以上零ボルト発生回路１０１と遅延回１１１０２とＤＦ
Ｆ Ｉ Ｑ ３とゲートパルス発生回路により制御回路
を構成し、半導体スイッチである高周波サイリスタの点
弧制御を行なっている。

基準電圧補正回路１０８は、商用電源１が電圧変動によ
り異常に高くなった場合でも、所定の入力電力以上にな
らないように電力設定回路１１１の設定値を補正するも
のである。

分圧抵抗２２６．２２７とゼナーダイオード２２８を一
方の固定抵抗２２７と並列に接続したものから構成され
、補正基準電圧電源はゼナーダイオード２２８の端子間
に現われる。

従って、電源電圧がゼナーダイオード２２８のゼナー電
圧に達するまでは、電源電圧に比例した電力設定用基準
電圧電源が得られるが、所定のレベル以上に電源電圧が
達すると、それ以上は一定の電力設定用基準電圧電源と
なる。

電力設定回路１１１は、電力設定可変抵抗２３３と抵抗
２３４の直列接続体が、電力設定用基準電圧電源に接続
されている。

尚、電力設定可変抵抗２３３は、ユーザーが直接調節出
来るようなユーザー駆動手段に接続されている。

この電力設定回路１１１により得られた電圧は電力制御
比較増幅器１１４の基準電圧となっている。

第２の検出手段である入力電流検知手段１１７及び第１
の検出手段である加熱コイル電流検知手段１１６は、夫
々インバータの入力電流及び加熱コイル電流に、実質的
に比例した電圧を発生させる。

そしてダイオード２３８，２３７は、いづれか高い方の
信号を優先するための判定回路を構成している接続体で
、このダイオード２３８．２３７を介して夫々の比較器
１１２，１１３．１１４の信号入力端子に接続されてい
る。

これは一般に標準負荷で加熱コイル３に電流を流せば入
力電流の方が加熱コイル電流より大きいが、異常負荷の
場合は加熱コイル電流の方が入力電流より大きくなるた
め、入力電流のみを検出して加熱コイル電流を制御すれ
ば異常負荷時には加熱コイル３に大電流が流れる危険性
が生じる。

したがって入力電流と加熱コイル電流を比較し、電流値
の大きい方によって加熱コイル電流を制御しなくてはな
らない。

比較器である電力比較増幅器１１４は基準入力端子と信
号入力端子の差に応じた出力を発正味ソフトスタート回
路１０７を介して可飽和リアクトルの制御巻線に、その
出力である電流を流すことにより、その電流値に応じて
インピーダンスの変化する被制御巻線を流れる加熱コイ
ル電流を制御できるため、加熱コイル電流は電力比較増
幅器１１４の出力を決定する電流設定抵抗２３３によっ
て決まる所望の値に保持できるものである。

ソフトスタート回路１０７は、起動時入力電流検知器１
１７及び加熱コイル電流検知器１１６の出力力寸分出て
いないために可飽和リアクトル１３の制御巻線に過大な
制御電流が流れて、過大な加熱コイル電流が流れるのを
防ぐための回路である。

即ち、起動時は電力比較増幅器１１４の出力が出ても、
抵抗２２３，２２５、キャパシタ２２２の時定数を所望
の値に選ぶことにより、シャントされた形となり可飽和
リアクトル１３の制御巻線に電流を流さないようにして
いる。

上記の時定数に応じて、所定の時間後、電力比較増幅器
１１４の出力が制御巻線に流れるようになっている。

ダイオード２２４は、電力設定を下げる際にキャパシタ
２２２のチャージをきかないようにするために接続され
ている。

第ルベル設定回路１１０は、フォーク、スプーン等の小
物を不用意に加熱コイル上に置いた場合に加熱されるの
を防ぐためのもので、加熱コイル電流が第１のレベル以
下で発振を停止するものである。

第２レベル設定回路は分圧抵抗２３１，２３２から戒り
、基準電圧電源は電力設定基準電圧からとっており、入
力電圧補正した電力設定値に応じて、第ルベル設定基準
電圧がスライドして変化するように構成されていて、そ
の出力は第ルベル比較器１１３の基準入力端子に接続さ
れている。

第１レベル比較器１１３の信号入力端子は前記の如く、
入力電流検知器１１７及び加熱コイル電流検知器１１６
の出力に接続されている。

第ルベル比較器１１３の基準入力端子電圧と信号入力端
子電圧との差に応じて発生した出力は、小物遅延回路１
１５に加えられる。

小物遅延回路１１５はキャパシタ２３６とトランジスタ
２３５により構成されており、起動時、成る一定期間小
物検知作用を禁止している。

尚、第２レベル検出信号と後述の第２レベル検出信号に
より、発振動作を停止させるべく、ダイオード２２１を
介してゲートパルス発生器１０６に接続されている。

第２レベル設定回路１１２は、特に過大な電流が流れる
ような負荷が置かれた場合に、発振を停止しようとする
レベル設定回路で、安定化された電源に分圧抵抗２２９
，２３０とが接続されている。

この第２レベル設定回路の出力は、第２レベル比較増幅
器１１２の基準入力端子に接続されている。

第２レベル比較増幅器１１２の信号入力端子は、前記加
熱コイル電流検知器１１６及び入力電流検知器１１７の
出力が接続されており、その基準入力端子電圧と信号入
力端子電圧の差に応じた出力により、発振を停止させる
べく、前記第ルベル出力信号と同様のダイオード２２１
を介して、ゲートパルス発生器１０６に接続されている
。

第３図は加熱コイル電流検出の代りに、加熱コイルへの
入力電力を検出する手段の具体例を示したもので、加熱
電力検知手段１１６は高周波サイリスタ電流と帰還ダイ
オード電流の差を検出しようとするものである。

ＣＴ （ＣｕｒｒｅｎｔＴｒａｎｓｆｏｍｅｒ）により
検知するもので、高周波特性のよいフェライトリングコ
アー２４８に巻線２４９．２５０が巻かれている。

抵抗２４０，２４１は、コアーの飽和をなくするために
磁心材料に逆向きの磁束を発生させるための抵抗である
。

ダイオード２４４，２４５により整流し、キャパシタ２
４２，２４３で平滑され、抵抗２４６，２４７の両端に
夫々高周波サイリスタ電流８及び帰還ダイオード９の電
流に比例した電圧が現われる。

従って、ダイオード２４４とダイオード２４５のカソー
ド端子間に、上記電流の差をとり出すことが出来、結局
、加熱コイルで消費された電力に比例した電圧がとり出
せたこととなる。

この値を前記加熱コイル電流による制御の代りに用いて
も、加熱電力を一定にすることができ、良好な性能を得
ることができる。

第４図は前記加熱コイル電流を検出する代りに加熱コイ
ル電圧検知手段１１８を用いた具体例を示したもので、
分圧抵抗２５１，２５２により分圧して電圧をとりだす
ものである。

この方法は、コストが非常に安くつく利点がある。

第５〜第８図は、可飽和リアクトル１３の具体構成例を
示している。

尚被制御巻線には、高周波大電流が流れるので、高周波
磁束が流れる磁気回路を構成するコアーは、実質的に渦
電流損失、ヒステリシス損失のない材料、例えばフェラ
イトコアーで構成されている。

第５図において、制御巻線端子５０を有し、■コアー５
６に巻かれた制御巻線５１に制御電流が流される。

被制御巻線端子５２を有し、Ｕコアー５７の両脚に被制
御巻線５３．５４を夫々の磁束が同方向になるように巻
かれた巻線に、被制御電流、例えば加熱コイル電流が流
される。

■コアー５６は、上記Ｕコアー５７及びＩコアー５６と
閉磁気回路を作る如く構成されている。

被制御巻線５３．５４により生じた磁束φＣ９φＢはＩ
コアー５６の所で完全に打ち消され、制御巻線端子５０
に被制御巻線電流による電圧が発生しないように構成さ
れている。

そして、制御電流による磁束φＡにより被制御巻線の飽
和度を変えて、被制御巻線電流を可変するものである。

尚被制御電流自体によって過度に飽和するのを防ぐため
、磁気回路にギャップ５８．５９がもうけられている。

本考案は、被制御巻線５３．５４のアンバランスにより
、制御巻線５１に電圧が誘起されるのを防ぐために、中
央のＩコアー５６を矢印の方向に可動にし、従来被制御
コイルのバラツキによる補正を、コイル巻数等を調節し
て行っていたのを、電圧が誘起されない位置で固定して
調節を行おうとするものである。

第６図は、第５図と同じ目的で他の構成例を示したもの
で、第５図のＵコアー５７とＩコアー５５の代りに、Ｕ
コアー５７．５５を使用したもので、動作は前述と全く
同様である。

第７図は、Ｅコアー５７に被制御巻線５３，５４及び制
御巻線５１を巻き、■コアー５５を閉磁気回路を構成す
るように配置した具体構成例を示すものである。

磁性体スペーサ６０は、ギャップ５８．５９を確保する
ために挿入されているもので、そのため脚の長さの等し
い量産性の良いＥコアーを使用可能にしたものである。

第８図は、第７図を更に改良したもので、スペーサ６１
を支持板として使用したもので、ギャップ５８．５９の
位置には孔があけである。

勿論スペーサ６１は磁性体の板材から戊っている。

以上のように本考案によれば、共振回路に可飽和リアク
トルを設けているため、この可飽和リアクトルのインピ
ーダンスを変化させることで入力電力の変化幅を半導体
スイッチの点弧周波数を一定としてままでも十分もたせ
ることができる。

また、入力電流を検出する第２の検出手段と加熱コイル
電流または電圧を検出する第１の検出手段を設け、これ
ら検出手段の高い方の出力を比較器に優先して送信する
判定回路を備えた構成としているため、異常負荷時にお
いても誘導加熱コイルに過大な電流が流れる危険性がな
いとともに、標準負荷時においては正確に入力電力を制
御できるものである。

さらに実施例におきましては第２レベル設定回路により
フォーク、スプーン等の小物の加熱ご防止でき、第２レ
ベル設定回路により過大電流が流れる負荷が載置された
場合、確実に発振停止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例を示す誘導加熱装置の鍋載置
部の断面図、第２図は本考案の主要素により構成した制
御回路を有するインバータの回路図、第３図は電力用半
導体スイッチング素子電流と帰還ダイオード電流の差を
検知する手段の回路図、第４図は加熱コイル端子間電圧
を検知する手段の回路図、第５図は可飽和リアクトルの
具体構成を示す図、第６図は可飽和リアクトルの具体構
成の変形例を示す図、第７図は同さらに他の変形例を示
す図、第８図は同さらに他の変形例を示す図である。 １・・・・・・商用電源、２・・・・・・電力変換回路
、３・・・・・・加熱コイル、訃・・・・・サイリスタ
、１０・・・・・・転流インダクタ、１３・・・・・・
可飽和リアクトル。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 商用電源を整流する整流回路と、誘導加熱コイルおよび
   制御巻線と被制御巻線からなる可飽和リアクトルを有す
   る共振回路を備え、前記共振回路をオン、オフ動作させ
   る半導体スイッチと、この半導体スイッチのオン、オフ
   を制御する制御回路を設けるとともに、前記加熱コイル
   に流れる電流または電圧を検出する第１の検出手段と、
   前記整流回路に入力される電流を検出する第２の検出手
   段を設け、前記第１の検出手段と前記第２の検出手段か
   ら出力信号の大きい方を出力する判定回路と、前記整流
   回路の入力電力を設定する電力設定回路との出力を比較
   し、前記可飽和リアクトルの制御巻線に流す電流を制御
   する比較器を設けた誘導加熱調理器。