JPH04217875A - インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 - Google Patents
インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法Info
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- JPH04217875A JPH04217875A JP3001769A JP176991A JPH04217875A JP H04217875 A JPH04217875 A JP H04217875A JP 3001769 A JP3001769 A JP 3001769A JP 176991 A JP176991 A JP 176991A JP H04217875 A JPH04217875 A JP H04217875A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータにおけるＰＷ
Ｍ制御信号の発生方法に関する。
Ｍ制御信号の発生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の正弦波ＰＷＭ制御信号発
生方法としてはその基本動作を図５と図６との動作波形
図に示す如きものが知られている。図５は前記の正弦波
制御信号と比較すべき搬送波として波高値が一定であり
且つその幅がその周期と等しくなされた鋸歯状波を用い
る場合を示すものであり、図中Ｖｃ１で示す該鋸歯状搬
送波はその周期をＴとして波高値一定の信号列をなして
いる。またＶｓは前記正弦波制御信号であり、図示のも
のは該制御信号の時刻（ｎ−１）Ｔから（ｎ＋２）Ｔ間
とその近辺の状態の略示である。更に信号 ＰＷＭ・Ｓ
は前記の制御信号Ｖｓが搬送波Ｖｃ１より大となる期
間をその時間幅とし該搬送波Ｖｃ１の各周期毎に形成さ
れてパルス列をなすインバータ正弦波ＰＷＭ制御信号で
ある。
生方法としてはその基本動作を図５と図６との動作波形
図に示す如きものが知られている。図５は前記の正弦波
制御信号と比較すべき搬送波として波高値が一定であり
且つその幅がその周期と等しくなされた鋸歯状波を用い
る場合を示すものであり、図中Ｖｃ１で示す該鋸歯状搬
送波はその周期をＴとして波高値一定の信号列をなして
いる。またＶｓは前記正弦波制御信号であり、図示のも
のは該制御信号の時刻（ｎ−１）Ｔから（ｎ＋２）Ｔ間
とその近辺の状態の略示である。更に信号 ＰＷＭ・Ｓ
は前記の制御信号Ｖｓが搬送波Ｖｃ１より大となる期
間をその時間幅とし該搬送波Ｖｃ１の各周期毎に形成さ
れてパルス列をなすインバータ正弦波ＰＷＭ制御信号で
ある。
【０００３】次に図６は前記の正弦波制御信号Ｖｓと比
較すべき搬送波として波高値が一定であり且つその幅が
その周期Ｔと等しくなされた三角波Ｖｃ２を用いる場合
を示すものであり、インバータ正弦波ＰＷＭ制御信号
ＰＷＭ・Ｓ も図５に示す場合と同様にして得られる。
較すべき搬送波として波高値が一定であり且つその幅が
その周期Ｔと等しくなされた三角波Ｖｃ２を用いる場合
を示すものであり、インバータ正弦波ＰＷＭ制御信号
ＰＷＭ・Ｓ も図５に示す場合と同様にして得られる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記の如
き従来の正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法においては、例
えば図５に示す如き鋸歯状搬送波Ｖｃ１を用いる場合に
は、前記の如くして得られた正弦波ＰＷＭ制御信号 Ｐ
ＷＭ・Ｓ の各パルスの中心時点従ってその中心位相点
は前記搬送波Ｖｃ１における対応する各周期の中心時点
従ってその中心位相点と合致せずその左側に偏在するこ
とになる。今、前記の如き信号 ＰＷＭ・Ｓ を１２０
度毎の位相差を有する３組の制御信号に編成し、該各制
御信号にて三相インバータを制御して得た三相交流電圧
により三相誘導電動機を駆動すれば、該電動機の振動と
騒音との増大，効率の低下等を招くことになり、この対
策として前記信号 ＰＷＭ・Ｓ の各パルス幅中心と前
記搬送波Ｖｃ１の各周期中心とを合致させる補正操作を
行えば、検出された前記信号 ＰＷＭ・Ｓ の各パルス
の時間幅（または位相幅）の１／２値の演算と前記搬送
波Ｖｃ１の各周期の中心時刻（または中心位相点）の演
算、更には該演算時刻（または位相点）の前後における
前記パルス時間幅（または位相幅）の１／２値の振分け
等所要演算の増加を招く。
き従来の正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法においては、例
えば図５に示す如き鋸歯状搬送波Ｖｃ１を用いる場合に
は、前記の如くして得られた正弦波ＰＷＭ制御信号 Ｐ
ＷＭ・Ｓ の各パルスの中心時点従ってその中心位相点
は前記搬送波Ｖｃ１における対応する各周期の中心時点
従ってその中心位相点と合致せずその左側に偏在するこ
とになる。今、前記の如き信号 ＰＷＭ・Ｓ を１２０
度毎の位相差を有する３組の制御信号に編成し、該各制
御信号にて三相インバータを制御して得た三相交流電圧
により三相誘導電動機を駆動すれば、該電動機の振動と
騒音との増大，効率の低下等を招くことになり、この対
策として前記信号 ＰＷＭ・Ｓ の各パルス幅中心と前
記搬送波Ｖｃ１の各周期中心とを合致させる補正操作を
行えば、検出された前記信号 ＰＷＭ・Ｓ の各パルス
の時間幅（または位相幅）の１／２値の演算と前記搬送
波Ｖｃ１の各周期の中心時刻（または中心位相点）の演
算、更には該演算時刻（または位相点）の前後における
前記パルス時間幅（または位相幅）の１／２値の振分け
等所要演算の増加を招く。
【０００５】また図６に示す如き三角波Ｖｃ２を搬送波
として用いる場合には、前記信号 ＰＷＭ・Ｓ を求め
るために前記両信号ＶｓとＶｃ２との交点を２個所にお
いて求める必要があり、図５に示す場合と同様に所要演
算の増加を招く。従って図５と図６とに例示する従来方
法は何れの場合においてもソフト上の演算処理時間の増
大とソフト及びハード両面における価格上昇とを来たし
ていた。
として用いる場合には、前記信号 ＰＷＭ・Ｓ を求め
るために前記両信号ＶｓとＶｃ２との交点を２個所にお
いて求める必要があり、図５に示す場合と同様に所要演
算の増加を招く。従って図５と図６とに例示する従来方
法は何れの場合においてもソフト上の演算処理時間の増
大とソフト及びハード両面における価格上昇とを来たし
ていた。
【０００６】上記に鑑み本発明は、前記の如きソフト及
びハード両面における問題を伴うことなく前記誘導電動
機運転時の諸問題を解決するインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法の提供を目的とするものである。
びハード両面における問題を伴うことなく前記誘導電動
機運転時の諸問題を解決するインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法の提供を目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方
法は、その周波数がインバータの出力周波数と等しく且
つ各その振幅が該インバータの出力電圧に比例した値を
有する正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との
瞬時値比較を行い、該比較結果に従って前記搬送波の一
周期毎に前記インバータの主回路を構成するスイッチン
グ素子に対するオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定
するインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法にお
いて、前記鋸歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２
となし、且つ前記正弦波制御信号と該搬送波との瞬時値
比較により得たパルス幅の２倍のパルス幅を有しその中
心を前記搬送波の対応する一周期における中心時点とな
すパルス信号を演算合成し、該パルス信号を以って所要
のＰＷＭ制御信号となすものとし、更にその周期をＴと
する信号列の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋１）Ｔ間にある第ｎ
番目の前記搬送波に対応するパルス状のＰＷＭ制御信号
の作成演算に関し、前記第ｎ番目の搬送波と前記正弦波
制御信号との交点の時刻の時刻ｎＴからの経過時間ｔｎ
と、インバータ主回路ブリッジ構成の各相上下両アーム
のスイッチング素子の同時導通による直流主電源短絡を
防止するために設けられる該両スイッチング素子のしゃ
断−導通の共役動作間時間差ΔＴを前記時間ｔｎより減
じて得られ前記ＰＷＭ制御信号のパルス幅の１／２の時
間幅をなすｔｏｎと、時刻（ｎ＋１／２）Ｔを中心に前
記時間幅ｔｏｎだけ先行した時刻 ｔｕｎと，同じく該
時間幅 ｔｏｎだけ遅れた時刻 ｔｄｎとに関する諸演
算を、前記諸量の ｔｎ−ｔｏｎ−ｔｕｎ−ｔｄｎ の
順に時刻（ｎ−３／２）Ｔから前記搬送波の１／２周期
Ｔ／２毎に順次繰返し行い、前記ＰＷＭ制御信号の論理
出力レベルを前記の時刻 ｔｕｎにてＨレベルとし時刻
ｔｄｎにてＬレベルとなして番号ｎに関し順次作成し
て信号パルス列となすものとする。
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方
法は、その周波数がインバータの出力周波数と等しく且
つ各その振幅が該インバータの出力電圧に比例した値を
有する正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との
瞬時値比較を行い、該比較結果に従って前記搬送波の一
周期毎に前記インバータの主回路を構成するスイッチン
グ素子に対するオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定
するインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法にお
いて、前記鋸歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２
となし、且つ前記正弦波制御信号と該搬送波との瞬時値
比較により得たパルス幅の２倍のパルス幅を有しその中
心を前記搬送波の対応する一周期における中心時点とな
すパルス信号を演算合成し、該パルス信号を以って所要
のＰＷＭ制御信号となすものとし、更にその周期をＴと
する信号列の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋１）Ｔ間にある第ｎ
番目の前記搬送波に対応するパルス状のＰＷＭ制御信号
の作成演算に関し、前記第ｎ番目の搬送波と前記正弦波
制御信号との交点の時刻の時刻ｎＴからの経過時間ｔｎ
と、インバータ主回路ブリッジ構成の各相上下両アーム
のスイッチング素子の同時導通による直流主電源短絡を
防止するために設けられる該両スイッチング素子のしゃ
断−導通の共役動作間時間差ΔＴを前記時間ｔｎより減
じて得られ前記ＰＷＭ制御信号のパルス幅の１／２の時
間幅をなすｔｏｎと、時刻（ｎ＋１／２）Ｔを中心に前
記時間幅ｔｏｎだけ先行した時刻 ｔｕｎと，同じく該
時間幅 ｔｏｎだけ遅れた時刻 ｔｄｎとに関する諸演
算を、前記諸量の ｔｎ−ｔｏｎ−ｔｕｎ−ｔｄｎ の
順に時刻（ｎ−３／２）Ｔから前記搬送波の１／２周期
Ｔ／２毎に順次繰返し行い、前記ＰＷＭ制御信号の論理
出力レベルを前記の時刻 ｔｕｎにてＨレベルとし時刻
ｔｄｎにてＬレベルとなして番号ｎに関し順次作成し
て信号パルス列となすものとする。
【０００８】
【作用】正弦波制御信号と鋸歯状搬送波信号との両信号
間の瞬時値比較によりインバータ主回路スイッチング素
子に対する正弦波ＰＷＭ制御信号を得る場合、前記搬送
波の波形幅をその周期の１／２となすことにより該搬送
波各周期の中心時刻は自動的に決定され、更に前記両信
号間の瞬時値比較に関しサインテーブル等を用いた論理
演算或いは該両信号のアナログ電圧比較を行い、該比較
の結果得られた時間幅をその幅とするパルス波形を対応
する前記搬送波各周期の中心時刻の前後に振分け合成す
ることにより、前記瞬時値比較により得られた時間幅の
２倍値をそのパルス幅としその中心が前記搬送波各周期
の中心時刻に合致した所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得
ることができる。なお前記両信号の瞬時値を規定する時
刻ｔは前記正弦波制御信号を基準としてその角速度をω
とすればその位相角θとθ＝ωｔ の関係にあり、該関
係に従って前記中心時刻と時間幅とはそれぞれ中心位相
点（または中心位相角）と位相幅とに等価換算すること
ができる。
間の瞬時値比較によりインバータ主回路スイッチング素
子に対する正弦波ＰＷＭ制御信号を得る場合、前記搬送
波の波形幅をその周期の１／２となすことにより該搬送
波各周期の中心時刻は自動的に決定され、更に前記両信
号間の瞬時値比較に関しサインテーブル等を用いた論理
演算或いは該両信号のアナログ電圧比較を行い、該比較
の結果得られた時間幅をその幅とするパルス波形を対応
する前記搬送波各周期の中心時刻の前後に振分け合成す
ることにより、前記瞬時値比較により得られた時間幅の
２倍値をそのパルス幅としその中心が前記搬送波各周期
の中心時刻に合致した所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得
ることができる。なお前記両信号の瞬時値を規定する時
刻ｔは前記正弦波制御信号を基準としてその角速度をω
とすればその位相角θとθ＝ωｔ の関係にあり、該関
係に従って前記中心時刻と時間幅とはそれぞれ中心位相
点（または中心位相角）と位相幅とに等価換算すること
ができる。
【０００９】本発明はＣＰＵによる前記の如き論理演算
に従って前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得るもので
あり、その周期をＴとしその時間幅をＴ／２とする鋸歯
状搬送波信号の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋１）Ｔ間の第ｎ番
目波形に対応する前記正弦波ＰＷＭ制御信号を得るにあ
たり、前記時刻ｎＴを起点とし前記鋸歯状搬送波信号が
前記正弦波制御信号より大となる時点までの経過時間ｔ
ｎと、該時間ｔｎより前記の如きインバータ・ブリッジ
上下両アームのスイッチング素子同時導通防止用の動作
時間差ΔＴを減じて得られ前記所要の正弦波ＰＷＭ制御
信号のパルス幅の１／２をなす時間幅 ｔｏｎと、時刻
ｎＴ＋Ｔ／２を中心時刻としその前後に前記の時間ｔｏ
ｎを振分けて得られた時刻 ｔｕｎと ｔｄｎとを下記
の式（１）に従って求め、且つ該各演算を時刻（ｎ−３
／２）ＴよりＴ／２期間毎にｔｎ−ｔｏｎ−ｔｕｎ−ｔ
ｄｎの順に繰返し行い、前記時刻 ｔｕｎと ｔｄｎ間
の論理出力レベルをＨとなして所要の正弦波ＰＷＭ制御
信号となすものである。
に従って前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得るもので
あり、その周期をＴとしその時間幅をＴ／２とする鋸歯
状搬送波信号の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋１）Ｔ間の第ｎ番
目波形に対応する前記正弦波ＰＷＭ制御信号を得るにあ
たり、前記時刻ｎＴを起点とし前記鋸歯状搬送波信号が
前記正弦波制御信号より大となる時点までの経過時間ｔ
ｎと、該時間ｔｎより前記の如きインバータ・ブリッジ
上下両アームのスイッチング素子同時導通防止用の動作
時間差ΔＴを減じて得られ前記所要の正弦波ＰＷＭ制御
信号のパルス幅の１／２をなす時間幅 ｔｏｎと、時刻
ｎＴ＋Ｔ／２を中心時刻としその前後に前記の時間ｔｏ
ｎを振分けて得られた時刻 ｔｕｎと ｔｄｎとを下記
の式（１）に従って求め、且つ該各演算を時刻（ｎ−３
／２）ＴよりＴ／２期間毎にｔｎ−ｔｏｎ−ｔｕｎ−ｔ
ｄｎの順に繰返し行い、前記時刻 ｔｕｎと ｔｄｎ間
の論理出力レベルをＨとなして所要の正弦波ＰＷＭ制御
信号となすものである。
【００１０】
【数１】
【００１１】但し、λ＝Ｅｓ／Ｅｃ、Ｅｓは前記正弦波
制御信号の振幅、Ｅｃは前記鋸歯状搬送波の波高値の１
／２値、θｎａは前記正弦波制御信号の時刻ｎＴ〜（ｎ
＋１）Ｔ間の平均位相角である。
制御信号の振幅、Ｅｃは前記鋸歯状搬送波の波高値の１
／２値、θｎａは前記正弦波制御信号の時刻ｎＴ〜（ｎ
＋１）Ｔ間の平均位相角である。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例を図面により説明する。
先ず図１は本発明に従って得られた正弦波ＰＷＭ制御信
号 ＰＷＭ・Ｓ と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波
信号Ｖｃとの相対関係を示す動作波形図である。図１に
おいて前記信号Ｖｃはその周期をＴとしその時間幅をＴ
／２とする鋸歯状波のパルス列をなすものであり、図示
信号Ｖｓは前記信号Ｖｃの第（ｎ−１）番目パルスから
第（ｎ＋１）番目パルスに至る期間（ｎ−１）Ｔ〜（ｎ
＋１）Ｔ間近辺における正弦波制御信号の部分表示であ
る。また前記信号Ｖｃの第ｎ番目のパルスに対応する期
間ｎＴ〜（ｎ＋１）Ｔを例とし、時間ｔｎは時刻ｎＴを
起点とし前記の信号ＶｃがＶｓより大となる時点までの
経過時間を示し、時間 ｔｏｎは前記時間ｔｎからイン
バータ主回路ブリッジ上下アームスイッチング素子の同
時導通防止用動作時間差ΔＴを減じたものであり、前記
信号 ＰＷＭ・Ｓ は前記期間ｎＴ〜（ｎ＋１）Ｔの中
心時刻ｎＴ＋Ｔ／２の前後に前記時間 ｔｏｎを振分け
その幅が２・ｔｏｎ のパルスとなし且つ斯様な操作を
各時刻・・（ｎ−１）Ｔ−ｎＴ−（ｎ＋１）Ｔ・・にお
いて行って各パルス幅が・・２・ｔｏ（ｎ−１） −２
・ｔｏｎ −２・ｔｏ（ｎ＋１） ・・であるパルス列
となしたものである。
号 ＰＷＭ・Ｓ と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波
信号Ｖｃとの相対関係を示す動作波形図である。図１に
おいて前記信号Ｖｃはその周期をＴとしその時間幅をＴ
／２とする鋸歯状波のパルス列をなすものであり、図示
信号Ｖｓは前記信号Ｖｃの第（ｎ−１）番目パルスから
第（ｎ＋１）番目パルスに至る期間（ｎ−１）Ｔ〜（ｎ
＋１）Ｔ間近辺における正弦波制御信号の部分表示であ
る。また前記信号Ｖｃの第ｎ番目のパルスに対応する期
間ｎＴ〜（ｎ＋１）Ｔを例とし、時間ｔｎは時刻ｎＴを
起点とし前記の信号ＶｃがＶｓより大となる時点までの
経過時間を示し、時間 ｔｏｎは前記時間ｔｎからイン
バータ主回路ブリッジ上下アームスイッチング素子の同
時導通防止用動作時間差ΔＴを減じたものであり、前記
信号 ＰＷＭ・Ｓ は前記期間ｎＴ〜（ｎ＋１）Ｔの中
心時刻ｎＴ＋Ｔ／２の前後に前記時間 ｔｏｎを振分け
その幅が２・ｔｏｎ のパルスとなし且つ斯様な操作を
各時刻・・（ｎ−１）Ｔ−ｎＴ−（ｎ＋１）Ｔ・・にお
いて行って各パルス幅が・・２・ｔｏ（ｎ−１） −２
・ｔｏｎ −２・ｔｏ（ｎ＋１） ・・であるパルス列
となしたものである。
【００１３】次に図２は図１における前記信号Ｖｃの１
／２周期における該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの拡大図
であり、前記時間ｔｎの演算原理を示すものである。本
図においては前記信号Ｖｃの波高値の１／２値であるそ
の振幅Ｅｃを基準値として該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓと
の大きさを無次元化し、該両信号をそれぞれ下記の式（
２） の如くなしたものである。
／２周期における該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの拡大図
であり、前記時間ｔｎの演算原理を示すものである。本
図においては前記信号Ｖｃの波高値の１／２値であるそ
の振幅Ｅｃを基準値として該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓと
の大きさを無次元化し、該両信号をそれぞれ下記の式（
２） の如くなしたものである。
【００１４】
【数２】
【００１５】なおＥｓは前記信号Ｖｓの振幅である。更
に前記信号Ｖｃの１／２周期Ｔ／２と前記信号Ｖｓの１
／２周期π／ωとはＴ／２≪π／ωの関係にあり、従っ
て図示期間０〜Ｔ／２における前記信号Ｖｓは該期間に
おける位相角の平均値θｎａを用いてλ・ｓｉｎθｎａ
の定値として近似可能となる。従って前記時間ｔｎは時
刻Ｔ／２を除く期間０〜Ｔ／２においてＶｃ＝Ｖｓとな
る経過時間として下記の式（３）の如く規定され、サイ
ンテーブルを用いＣＰＵにて各番号ｎに関し順次論理演
算される。
に前記信号Ｖｃの１／２周期Ｔ／２と前記信号Ｖｓの１
／２周期π／ωとはＴ／２≪π／ωの関係にあり、従っ
て図示期間０〜Ｔ／２における前記信号Ｖｓは該期間に
おける位相角の平均値θｎａを用いてλ・ｓｉｎθｎａ
の定値として近似可能となる。従って前記時間ｔｎは時
刻Ｔ／２を除く期間０〜Ｔ／２においてＶｃ＝Ｖｓとな
る経過時間として下記の式（３）の如く規定され、サイ
ンテーブルを用いＣＰＵにて各番号ｎに関し順次論理演
算される。
【００１６】
【数３】
【００１７】次に図３と図４とは前記の式（１）により
規定された諸量による前記ＰＷＭ制御信号 ＰＷＭ・Ｓ
の作成動作のタイムチャートとフローチャートとであ
り、前記の式（１）の諸量はＣＰＵを用いた論理演算に
より求められ且つ該諸演算は前記鋸歯状搬送波信号（キ
ャリア信号）Ｖｃの１／２周期すなわちＴ／２毎のソフ
ト上の割込操作により前記信号ｎについて順次行われる
。図３に示す如く、例えば時刻ｎＴと（ｎ＋１）Ｔ間の
第ｎ番目の前記信号Ｖｃのパルス波形に対応する前記信
号 ＰＷＭ・Ｓ の諸量演算は、時刻（ｎ−３／２）Ｔ
より前記Ｔ／２毎の割込みにより前記のｔｎ−ｔｏｎ−
ｔｕｎ−ｔｄｎの順にて行われ、前記ＣＰＵの論理出力
レベルを前記 ｔｕｎと ｔｄｎとの間でＨレベルとな
すことにより前記信号 ＰＷＭ・Ｓの第ｎ番目のパルス
波形は完成する。なお時刻（ｎ−１／２）Ｔ以降の各割
込区間においては時刻（ｎ＋３／２）Ｔを中心とする前
記信号 ＰＷＭ・Ｓの第（ｎ＋１）番目のパルス波形に
対応する諸量演算が ｔ（ｎ＋１） −ｔｏ（ｎ＋１）
−ｔｕ（ｎ＋１） −ｔｄ（ｎ＋１） の順にて並行
して進められる。また図４は図３に対応する諸量演算の
ＣＰＵにおける演算フローを示すものであり、前記割込
みのタイミングが前記搬送波信号Ｖｃの周期の中心位置
、例えばｎＴ、か或いは端部、例えば（ｎ±１／２）Ｔ
かに従って前記演算を、例えば前記番号ｎに関し、ｔｎ
−ｔｕｎとｔｏｎ−ｔｄｎの２ルートに分けて行うもの
である。
規定された諸量による前記ＰＷＭ制御信号 ＰＷＭ・Ｓ
の作成動作のタイムチャートとフローチャートとであ
り、前記の式（１）の諸量はＣＰＵを用いた論理演算に
より求められ且つ該諸演算は前記鋸歯状搬送波信号（キ
ャリア信号）Ｖｃの１／２周期すなわちＴ／２毎のソフ
ト上の割込操作により前記信号ｎについて順次行われる
。図３に示す如く、例えば時刻ｎＴと（ｎ＋１）Ｔ間の
第ｎ番目の前記信号Ｖｃのパルス波形に対応する前記信
号 ＰＷＭ・Ｓ の諸量演算は、時刻（ｎ−３／２）Ｔ
より前記Ｔ／２毎の割込みにより前記のｔｎ−ｔｏｎ−
ｔｕｎ−ｔｄｎの順にて行われ、前記ＣＰＵの論理出力
レベルを前記 ｔｕｎと ｔｄｎとの間でＨレベルとな
すことにより前記信号 ＰＷＭ・Ｓの第ｎ番目のパルス
波形は完成する。なお時刻（ｎ−１／２）Ｔ以降の各割
込区間においては時刻（ｎ＋３／２）Ｔを中心とする前
記信号 ＰＷＭ・Ｓの第（ｎ＋１）番目のパルス波形に
対応する諸量演算が ｔ（ｎ＋１） −ｔｏ（ｎ＋１）
−ｔｕ（ｎ＋１） −ｔｄ（ｎ＋１） の順にて並行
して進められる。また図４は図３に対応する諸量演算の
ＣＰＵにおける演算フローを示すものであり、前記割込
みのタイミングが前記搬送波信号Ｖｃの周期の中心位置
、例えばｎＴ、か或いは端部、例えば（ｎ±１／２）Ｔ
かに従って前記演算を、例えば前記番号ｎに関し、ｔｎ
−ｔｕｎとｔｏｎ−ｔｄｎの２ルートに分けて行うもの
である。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、正弦波制御信号と鋸歯
状搬送波信号との瞬時値比較によるインバータの正弦波
ＰＷＭ制御信号の発生方法に関し、該搬送波を構成する
鋸歯状波の波形幅を該搬送波の周期の１／２として前記
正弦波ＰＷＭ制御信号作成に関する諸演算をＣＰＵにて
前記搬送波信号の１／２周期毎の割込操作により順次繰
返して論理演算し、且つ該割込操作のタイミングが前記
搬送波信号の周期の中心時点か或いは端部であるかに従
って前記ＣＰＵにおける諸演算を２ルートに分けて行う
ことにより、所要の正弦波ＰＷＭ制御信号と前記搬送波
信号の各周期との中心時点または中心位相角の合致操作
を、１個のＣＰＵにより、ソフト上の演算時間の増大或
いはハード上の大形化と価格増大とを招くことなく、容
易且つ確実に行うことができ、更には鋸歯状搬送波によ
り正弦波ＰＷＭ制御されるインバータの負荷となる誘導
電動機における振動と騒音の増大或いは効率の低下を避
けることができる。
状搬送波信号との瞬時値比較によるインバータの正弦波
ＰＷＭ制御信号の発生方法に関し、該搬送波を構成する
鋸歯状波の波形幅を該搬送波の周期の１／２として前記
正弦波ＰＷＭ制御信号作成に関する諸演算をＣＰＵにて
前記搬送波信号の１／２周期毎の割込操作により順次繰
返して論理演算し、且つ該割込操作のタイミングが前記
搬送波信号の周期の中心時点か或いは端部であるかに従
って前記ＣＰＵにおける諸演算を２ルートに分けて行う
ことにより、所要の正弦波ＰＷＭ制御信号と前記搬送波
信号の各周期との中心時点または中心位相角の合致操作
を、１個のＣＰＵにより、ソフト上の演算時間の増大或
いはハード上の大形化と価格増大とを招くことなく、容
易且つ確実に行うことができ、更には鋸歯状搬送波によ
り正弦波ＰＷＭ制御されるインバータの負荷となる誘導
電動機における振動と騒音の増大或いは効率の低下を避
けることができる。
【図１】本発明に従って得られた正弦波ＰＷＭ制御信号
ＰＷＭ・Ｓ と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信
号Ｖｃとの動作波形図
ＰＷＭ・Ｓ と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信
号Ｖｃとの動作波形図
【図２】鋸歯状搬送波信号Ｖｃの１／２周期における該
信号Ｖｃと正弦波制御信号Ｖｓとの拡大図
信号Ｖｃと正弦波制御信号Ｖｓとの拡大図
【図３】図１
に対応する正弦波ＰＷＭ制御信号 ＰＷＭ・Ｓ の作成
動作タイムチャート
に対応する正弦波ＰＷＭ制御信号 ＰＷＭ・Ｓ の作成
動作タイムチャート
【図４】図１に対応する正弦波ＰＷＭ制御信号 ＰＷＭ
・Ｓ の作成動作フローチャート
・Ｓ の作成動作フローチャート
【図５】図１に対応し、従来技術による第１の方法例を
示す動作波形図
示す動作波形図
【図６】図１に対応し、従来技術による第２の方法例を
示す動作波形図
示す動作波形図
ｔｎ 前記のＶｃとＶｓとがＶｃ≧Ｖｓとなる時
間ΔＴ スイッチング素子間動作指令時間差ｔｏｎ
前記 ＰＷＭ・Ｓ の第ｎ番目波形パルス時間幅の
１／２値 ｔｕｎ 上記 ＰＷＭ・Ｓ の第ｎ番目波形作成用
の出力Ｈレベル指令時間 ｔｄｎ 上記 ＰＷＭ・Ｓ の第ｎ番目波形作成用
の出力Ｌレベル指令時間
間ΔＴ スイッチング素子間動作指令時間差ｔｏｎ
前記 ＰＷＭ・Ｓ の第ｎ番目波形パルス時間幅の
１／２値 ｔｕｎ 上記 ＰＷＭ・Ｓ の第ｎ番目波形作成用
の出力Ｈレベル指令時間 ｔｄｎ 上記 ＰＷＭ・Ｓ の第ｎ番目波形作成用
の出力Ｌレベル指令時間
Claims (2)
- 【請求項１】その周波数がインバータの出力周波数と等
しく且つその振幅が該インバータの出力電圧に比例した
値を有する正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波
との瞬時値比較を行い、該比較結果に従って前記搬送波
の一周期毎に前記インバータの主回路を構成するスイッ
チング素子に対するオン・オフ制御パルスのパルス幅を
決定するインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法
において、前記鋸歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１
／２となし、且つ前記正弦波制御信号と該搬送波との瞬
時値比較により得たパルス幅の２倍のパルス幅を有しそ
の中心を前記搬送波の対応する一周期における中心時点
となすパルス信号を演算合成し、該パルス信号を以って
所要のＰＷＭ制御信号となすことを特徴とするインバー
タの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法。 - 【請求項２】請求項１記載のインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法において、その周期をＴとする信号列
の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋１）Ｔ間にある第ｎ番目の前記
搬送波に対応するパルス状のＰＷＭ制御信号の作成演算
に関し、前記第ｎ番目の搬送波と前記正弦波制御信号と
の交点の時刻の時刻ｎＴからの経過時間ｔｎと、インバ
ータ主回路ブリッジ構成の各相上下両アームのスイッチ
ング素子の同時導通による直流主電源短絡を防止するた
めに設けられる該両スイッチング素子のしゃ断−導通の
共役動作間時間差ΔＴを前記時間ｔｎより減じて得られ
前記ＰＷＭ制御信号のパルス幅の１／２の時間幅をなす
ｔｏｎと、時刻 （ｎ＋１／２）Ｔを中心に前記時間
幅ｔｏｎ だけ先行した時刻 ｔｕｎと，同じく該時間
幅 ｔｏｎだけ遅れた時刻 ｔｄｎとに関する諸演算を
、前記諸量の ｔｎ−ｔｏｎ−ｔｕｎ−ｔｄｎ の順に
時刻（ｎ−３／２）Ｔから前記搬送波の１／２周期Ｔ／
２毎に順次繰返し行い、前記ＰＷＭ制御信号の論理出力
レベルを前記の時刻 ｔｕｎにてＨレベルとし時刻 ｔ
ｄｎにてＬレベルとなして番号ｎに関し順次作成して信
号パルス列となすことを特徴とするインバータの正弦波
ＰＷＭ制御信号発生方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-231995 | 1990-08-31 | ||
| JP23199590 | 1990-08-31 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23215699A Division JP3397180B2 (ja) | 1990-08-31 | 1999-08-19 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04217875A true JPH04217875A (ja) | 1992-08-07 |
| JP3118841B2 JP3118841B2 (ja) | 2000-12-18 |
Family
ID=16932296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03001769A Expired - Fee Related JP3118841B2 (ja) | 1990-08-31 | 1991-01-11 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3118841B2 (ja) |
-
1991
- 1991-01-11 JP JP03001769A patent/JP3118841B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3118841B2 (ja) | 2000-12-18 |
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