JPH0422394B2

JPH0422394B2 -

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Publication number: JPH0422394B2
Application number: JP60052141A
Authority: JP
Inventors: Aran Ribain Piita
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1984-03-15
Filing date: 1985-03-14
Publication date: 1992-04-16
Also published as: US4562475A; JPS60236589A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は固体撮像器からの同期検波出力信号
の直流回復法に関する。

〔発明の背景〕

米国特許第4330753号明細書には出力レジスタ
のクロツク周波数のの高調波周波数でCCD撮像
器の出力信号を同期検波して雑音の少い映像信号
を回復する方法が記載されている。また特願昭59
−174841号明細書にはサンプル・アンド・ホール
ド型の同期検波器を用いてCCD出力信号から少
なくともベースバンドの低周波数部分が抑圧され
た映像信号を回復する方法が記載されている。こ
の後者の出願の相当部分は後述の図面に詳細な説
明に見られる。

CCD撮像器では線レジスタを用いてその出力
で画像サンプルフオーマツトの並直変換を行う
が、このような撮像器ではその出力信号の直流回
復が次のようにして行われて来た。

画像サンプルが並列に線レジスタに転送され、
その線レジスタから直列に送り出された後も線レ
ジスタのクロツキングはしばらく続く。このクロ
ツキングの継続によつて、線レジスタにおける極
めて僅かの暗電流の累積を除いて空の線レジスタ
ウエルからサンプルが供給されるが、このサンプ
ルは黒レベルの設定に用いられる。直流回復は映
像出力信号内の各線をこの設定された基準直流レ
ベルにクランプすることにより行われる。

線走査の連続する各画像部分相互間の時間間隔
は一定であるから、上述の直流回復法には撮像器
から空のウエルが送り出される時間を限定する必
要があるが、この時間は水平帰線期間の一部に限
定され、その水平帰線期間の残りの時間中に次の
電荷パケツト行が並列に出力線レジスタに移り得
るようになつている。

CCDの出力レジスタのクロツク周波数の高調
波周波数による同期検波を用いたときも、上記直
流回復法が使用されている。このような場合は同
期検波信号にクランプが行われるが、この形式の
直流回復はそのクランプ期間中に起る雑音に影響
され、これによる直流回復誤差がすべてその線の
残部にも保存される。この誤差を保存により、
CCD撮像器から生ずる映像信号で再構成された
画像の各線にまたがるストリーク雑音が生ずる。

このストリーク雑音はその直流回復に関連する
時定数をフイールド時間より充分長くすることに
より抑制することができる。しかし、周知のよう
に線期間10個分程度より長い時定数または別の理
由から避けなければならない。

ストリーク雑音の問題はCCD撮像器から供給
されるサンプルの電荷が１サンプル当り数10電子
電荷しかないような低周囲光レベルになるほど目
障りになる。このような小さなサンプルでは撮像
器の出力信号の増幅度を上げる必要があり、その
増幅器の雑音が画像の読取り時間中にその出力信
号を加わるだけでなく、直流回復のためにクラン
プを行うたびに加わる。この内部で発生して可変
増幅されたクロツク雑音に加わつた増幅器雑音は
回復に悪影響を及ぼす。

この従来の直流回復法はまた、一定の水平帰線
期間から出力線レジスタのクロツキングに必要な
長い時間をとるため、（例えば）その前のフイー
ルド蓄積レジスタから線レジスタの各段にサンプ
ルを並列的に転送するための時間が減るという欠
点を有する。大きい撮像器ほど一般にフイールド
蓄積レジスタ内のゲート電極の幅が広くなるか
ら、それに結合されたコンデンサも大きくなる。
コンデンサが大きくなると、線転送用の時間が短
くなり、変調伝達関数（MTF）が著しく小さく
なり、MTFが小さくなると、画像サンプルを描
写する完全な電荷パケツトが前方にクロツク送出
されなくなつて、それによるボケにより線走査方
向に垂直な方向の解像度が低下する。

出力線レジスタのクロツク周波数の高調波周波
におけるCCD出力信号の同期検波により、回復
された映像信号の低周波数成分だけが生成される
ときは、そのCCD撮像器の出力信号中の低周波
数のベースバンド成分の抑圧により平均値が零の
信号が同期検波器に供給される。従つて、同期検
波器の入力信号が中断されまたは再開されると
き、その同期検波器の出力に直流電圧平均化過程
が導入されることはない。この平均値零の信号は
ベースバンドスペクトルに対して黒レベルにない
が、CCD撮像器の出力レジスタのクロツク周波
数の高調波の周りのベースバンドスペクトルに対
する黒レベルにある。

ベースバンドスペクトルの低周波数成分が
CCD撮像器の出力信号の同期検波前にその中で
抑圧される場合は、上記日本国特許願に記載され
たように映像ピーキング用のベースバンドスペク
トルの高周波数成分が残る。このような場合、
CCD撮像器の出力に線レジスタから空のウエル
サンプルが送り出されている期間中は、同期検知
器への入力信号が中断されるかまたは再開される
ため、比較的小振幅の平均化過程がある。この平
均化過程の振幅が比較的小さいのは恐らくクロツ
ク雑音の同期検波によるもので、直流回復に著し
く影響するほど大きくはない。その上この比較的
小さい振幅平均化過程によつて生ずる誤差は信号
の変動と共に変化せず、この誤差の補償は後段の
映像回路で行うことができる。

CCD撮像器の出力信号のベースバンドスペク
トルの残留高周波数成分はクロツク周波数の高調
波周波数に同期している。このためこの成分は同
期検波器の出力信号に直流偏移を生じない。（ベ
ースバンドスペクトルが完全に抑圧された）前述
の場合のように、同期検波器の入力の零平均値信
号はCCD撮像器の出力レジスタのクロツク周波
数の高調波の側波帯スペクトルに対する黒レベル
にある。

〔発明の概要〕

この発明は固体撮像器の出力線レジスタのクロ
ツク周波数の高調波周波数で動作する同期検波器
を伴う低域抑圧濾波器を次段に有する固体撮像器
用の直流回復回路に実施される。その低域抑圧濾
波器はその零平均値出力応答が無雑音基準レベル
を基準にするようになつている。直流回復中この
低域抑圧濾波器の応答の同期検波器への印加が中
止され、無雑音基準レベルと置換される。このと
き同期検波器の出力信号が規定の直流レベルにク
ランプされて低雑音直流回復が行われる。

この発明では同期検波器の入力信号が固体撮像
器から供給されないときに直流回復が行われる。
このため固体撮像器の出力線レジスタは画像サン
プルを表わす電荷パケツトがそこから直列的に送
り出された後はクロツキングを続ける必要がな
い。これはこの発明では空のウエルサンプルを直
流回復のために供給しなくてよいからである。こ
の状態では、各画像線走査期間の間の時間が全部
１行の電荷パケツトを出力線レジスタに並列に送
り込むために利用できるようになる。その上、高
速の出力レジスタのクロツキングの必要が少くな
るため、撮像器の動作電力が著しく（普通約10
％）節約される。またこの発明によれば画像走査
の直前まで直流回復ができる。

〔詳細な説明〕

第１図の信号回復装置は例えばフイールド転送
型のCCD撮像器１０に用いられている。CCD撮
像器１０は浮動拡散出力段の他に通常画像（また
はＡ）レジスタ１１、フイールド蓄積（または
Ｂ）レジスタ１２および並列入力直列出力（また
はＣ）レジスタ１３を含んでいる。電荷パケツト
はＣレジスタ１３の出力から浮動拡散域１４の下
に電位ウエルを有する出力段に規則正しく送られ
る。このとき領域１４の下のウエル内の各電荷パ
ケツトの電荷の大きさがソースホロワ金属絶縁体
半導体電界効果トランジスタ（MISFET）１５，
１６の縦続回路を含む電位計で測定される。今１
つのMISFET１７がMISFET１５用の定電流発
生器のソース負荷として接続され、MISFET１
６はチツプ外の抵抗２８によつてソース負荷を与
えられる。CCD撮像器１０の出力信号サンプル
は抵抗２８の両端間に生ずる。MISFET１５，
１６のドレンには直流電位ODが印加されてその
FETにソースホロワ動作をさせるようになつて
いる。

各電荷パケツトの測定後、MISFET１５のゲ
ートに印加された浮動拡散域１４上の電位がリセ
ツトゲート１８に印加されたφ_rパルスに応じてリ
セツトされる。このパルスは一般にＣレジスタ１
３の最後のクロツクゲート（詳示せず）に印加さ
れクロツクパルスより若干幅が狭い。パルスφ_rは
クロツクパルスが生ずる時間内に生ずる。リセツ
トゲート１８はＣレジスタ全部とさらにその外側
の浮動拡散域１４とリセツトドレン２０を含む電
荷転送チヤンネル１９の「上に」設けられてい
る。すなわちリセツトゲート１８は浮動拡散域１
４とリセツトドレン２０の間において電荷転送チ
ヤンネル１９の上に設けられ、直流電位RGの印
加される直流ゲート２１は（その下の電荷量を減
ずるため）短い方がよく、リセツトゲート１８に
印加されるφ_rパルスが浮動拡散域１４に静電的に
結合するのを防ぐものである。

浮動拡散域１４上の電位のリセツトはリセツト
ドレン２０に印加された直流電位RDにクランプ
することにより行い得る。これは本質的にCCD
撮像器１０の出力信号のベースバンドスペクトル
を映像信号源として用いるとき通常使用する方法
に適合する。

しかし少くとも低いベースバンド周波数を（第
１図に示す場合のように）折点周波数f_c以下に抑
圧するためCCD撮像器１０の出力を濾波する場
合は、Ｃレジスタ１３のクロツク周波数の高調波
周波数でその濾波器応答が同期的に検知される。
この場合はその同期検波応答中のリセツト雑音を
防ぐためにリセツトを深重に行う必要がある。特
に浮動拡散域１４をリセツトドレン電位RDにリ
セツトするときは、その浮動拡散域１４の「下」
に新しい電荷サンプルが進入する前のラジアン毎
秒で表したf_cの逆数にほぼ等しい時間でリセツト
を終らねばならない。

代りに、リセツトゲート１８に印加されたφ_rパ
ルスのピークに応じてそのゲート１８の「下」の
電荷転送チヤンネル１９に設定された障壁の高さ
にリセツトすることも、また直流ゲート２１に印
加された直流電位R_Gによりそのゲート２１の下
の電荷転送チヤンネルに設定された障壁の高さに
リセツトすることもできる。

第１図に示すように、クロツク発生器２５はフ
イールド転送型のCCD撮像器に慣用の方法でＡ
レジスタ１１、Ｂレジスタ１２およびＣレジスタ
１３に３相クロツク信号を供給する。また２相、
４相、単相または仮相のクロツクキングを用いる
他の公知のクロツクキング法を用いることもでき
る。Ａレジスタ１１へのクロツク信号の印加はフ
イールド掃引期間に本質的に対応する画像積分時
間中中止され、Ａレジスタ１１に投射された輻射
エネルギ画像の画素を表わす電荷サンプルがその
レジスタ１１に蓄積されるようになつている。フ
イールド帰線期間のフイールド転送部分の間、Ａ
レジスタ１１とＢレジスタ１２は比較的高速で同
期クロツキングされ、その累積された電荷サンプ
ルのフイールドをＡレジスタ１１からＢレジスタ
１２に転送する。フイールド掃引期間中Ｂレジス
タのクロツキングは比較的低速で続行し、水平帰
線期間中に電荷サンプルを１行ずつＣレジスタ１
３の各段に転送するようになつている。水平掃引
期間中は（帰線期間中中止された）Ｃレジスタ１
３のクロツキングが再開されて電荷サンプルを直
列的に浮動拡散域１４の下に転送する。クロツク
発生器２５はφ_rパルスを発生して浮動拡散域１４
のクランプを制御し、ドレン電位RDをリセツト
する。このクランプは浮動拡散域１４の下に送り
込まれた各電荷パケツトがその振幅を感知された
後リセツトが行われるように行われる。φ_rパルス
は例えばＣレジスタ１３の最後にクロツキングさ
れるゲートに印加されるクロツクパルスの持続時
間内に生ずるようになつている。

上記「発明の概要」において述べたように、ク
ロツク発生器２５は隣接する画像掃引期間相互間
の全時間Ｃレジスタ１３のクロツキングを停止す
るようになつていることが望ましい。これは撮像
器１０の全レジスタ中でＣレジスタ１３が最高速
動作をするため、このレジスタ１３の直列クロツ
キングを長時間止めるほど相当な動作電力の節約
になるからである。また電荷パケツトの大部分を
Ｂレジスタ１２を介してＣレジスタ１３に並列に
送り込む前進クロツキングを遅くして、これが水
平帰線期間全体を占めるようにすることもでき
る。これによつて撮像器が更に大きいとき正規の
速度とクロツクレベルでクロツキングするときの
変調伝達関数がよくなる。このように撮像器が大
きくなるほどそのゲート電極が広くなつてそれに
関連するキヤパシタンスが比較的大きくなり、こ
のキヤパシタンスがゲート電極の抵抗と結合して
Ｂレジスタ内の電荷転送のRC時定数を長くする。

クロツク発生器２５はまた直列線読取り中Ｃレ
ジスタ１３のクロツク周波数に対する高調波の繰
返し周波数でパルスを線路２６を介して供給す
る。この高調波周波数のパルスはCCD撮像器１
０の信号を同期検波するための搬送波として働ら
く。クロツク発生器２５はまた各線掃引期間の終
りに線路５２を介して直流回復制御信号を供給す
る。この直流回復制御信号はCCD撮像器１０か
ら読取られている線に対する最後の画像サンプル
に続く。

例えば、CCD撮像器１０の出力サンプルは低
雑音増幅器２７の入力回路に印加される。増幅器
２７は信号レベルをそれに含まれる雑音がこれに
続く同期検波段階で導入される雑音より大きくな
るように引上げる電圧利得を与える。この増幅器
２７の利得は第１図には特記されていないが自動
制御することもできる。増幅された撮像器１０の
出力サンプルはその増幅器２７の出力回路から低
電源インピーダンスで供給され、同期検波前に低
域抑圧濾波器３０を通る。

濾波器３０は、少なくともCCD撮像器１０の
出力サンプルの周波数スペクトルのベースバンド
でフリツカ雑音すなわち１／ｆ雑音を伴う分を抑
圧する。このフリツカ雑音は背景の熱雑音に比し
て大きい。第１図において濾波器３０は直列コン
デンサ３１と側路抵抗３２を含む簡単なRC高域
濾波器として示されている。このように構成され
た濾波器３０の折点周波数は、CCD撮像器１０
の出力サンプルのベースバンドスペクトルの高い
方の周波数が復調された第１高調波スペクトルと
結合して映像信号の高周波数ピーキングを与える
ようにする。ベースバンド信号の残りと復調され
た第１高調波スペクトル信号は相関し、濾波器３
０の応答が入力信号として供給される同期検波器
（第１図にはサンプル・アンド・ホールド回路４
０により与えられる）の応答中で代数的に加わる
が、各帯域からの雑音成分に相関がなく、同期検
波器の応答中でベクトル的に加わる。このためこ
の映像高周波ピーキングは同期検波器の応答の信
号対雑音特性に有利である。濾波器３０またクロ
ツク発生器２５から線路２６を介して供給される
搬送波パルスの反復周波数に対応する搬送波周波
数の周りの２重側波帯振幅変調（DSBAM）側波
帯を同期検波用に選択する帯域濾波器とすること
もできる。

前記米国特許第4330753号には同期検波に切換
復調器を使用することが記載されているが、これ
はこの発明に使用することもできる。しかし、切
換復調器は回復されたベースバンドに強い高調波
スペクルトを伴う平均検波を行う。本来ピーク検
波である同期検波を用いて回復されるベースバン
ドスペクトルに対する検波からの高調波スペクル
トの残部の強さを減ずることは好ましいことで、
サンプル・アンド・ホールド回路４０はこの同期
検波器として作用する。

第１図はサンプリングをするMISFET４１の
選択導電チヤンネルとそのサンプルを保持するコ
ンデンサ４２とを含む簡単なサンプル・アンド・
ホールド回路４０を示す。MISFET４１のゲー
トは線路２６からＣレジスタのクロツク周波数の
高調波で供給されるパルスを受け、そのチヤンネ
ルはこのパルスに応じて選択的に導通する。この
ときMISFET４１は（線路２６を介する）制御
信号がその選択導電チヤンネルに何等顕著に供給
されない形式の伝送ゲートとして働らく。この形
式の同期検波器の出力回路はその選択導電チヤン
ネルに供給される入力信号に対して平衡されず、
その入力に印加されたベースバンドスペクトルは
その出力に現われ、前節に述べた映像信号の高周
波数ピーキングを調節する。

サンプル・アンド・ホールド回路４０からの検
波出力信号は、切換復調器からのものと異り、映
像増幅器の遮断により与えられる以上の濾波を要
しない使用可能の映像信号である。第１図に示す
ように、この検波出力信号は直流回復器５５を介
して緩衝増幅器５０および平滑用濾波器５１に印
加される。濾波器５１はクロツク周波数の残りを
除いて低雑音の画像細部を供給する低域濾波器で
あることが好ましい。この無雑音映像信号は通常
映像処理増幅器（図示せず）に供給され、これに
クロツク発生器２５のタイミングに合わされたタ
イミングで同期および等価パルスが印加される。

以上に述べた第１図の信号回復方式の部分は実
質的に上記特願昭59−174841号明細書記載の信号
回復方式に対応するが、この発明の構成のため生
じた相違点を次に説明する。

第１図では濾波器３０の出力が同期検波器とし
て用いられるサンプル・アンド・ホールド回路４
０の入力に連続的でなく選択的に供給される。水
平掃引の終りの直流回復期間中、黒レベルを設定
すべきとき、クロツク発生器２５は線路５２に直
流回復パルスを送り出すが、このパルスは
MISFET５３のゲート電極に印加されて非導通
のそのチヤンネルを導通させ、サンプル・アン
ド・ホールド回路４０（または他の同期検波器）
の入力を、低域抑圧濾波器３０の零平均直流電位
の基準となる（ここでは抵抗３２を介して）低雑
音接地基準電位にクランプする。同期検波器とし
て働らくサンプル・アンド・ホールド回路４０
は、直流回復パルスの持続時間を通じてクロツク
周波数の高調波の側波帯スペクトルに対する黒レ
ベルである零平均レベルの検知を続ける。

しかし回路４０はCCD撮像器１０の出力信号
を増幅濾波したものではなく低雑音電源からの零
平均レベルを検知する。従つて直流回復は常に同
じ線である１つの低雑音レベルに対して行われ、
無用のストリーク雑音を生ずる機構は何もない。

サンプル・アンド・ホールド回路４０の出力信
号は直流回復器５５を介して増幅器５０の入力に
印加される。この回復器内ではコンデンサ５６に
よつて直流阻止が行われ、MISFET５８のチヤ
ンネルの選択導通により直流回復を行うべき低雑
音直流電位に対する増幅器５０の入力線路のキー
ドクランプが行われる。その直流電位は例えば第
１図に示すようにMISFET５３のチヤンネルの
導通によりサンプル・アンド・ホールド回路４０
の入力回路が選択的にクランプされる同じ低雑音
接地電位である。線路５２の直流回復パルスは
MISFET５８のゲート電極にも印加され、その
チヤンネルの導通を制御してこれを直流回復期間
だけ導通させる。

次に、サンプル・アンド・ホールド回路４０の
入力が水平帰線期間中クランプされている場合
に、同じ低雑音電位に対して直流回復を行うべき
条件を考える。この条件では同期検波が行われて
この低雑音電位に対する出力線路に検波された電
位が回復される。このためサンプル・アンド・ホ
ールド回路４０の出力を後続の増幅器５０の入力
端子に直結して、間の直流回復段５５を省略する
こともできる。

第１図の回路において、線路５２の直流回復パ
ルスが接地電位を基準にするときは、このパルス
のないときチヤンネルを非導通にするため
MISFET５３，５８は増強型でなければならな
い。このMISFET５３，５８の閾値電圧を比較
的低Ｃ、また比較高くし、コンデンサ３１，５６
の各キヤパシタンスを、MISFET５３のキード
クランプがMISFET５８のキードクランプより
少し前、同時および（特に重要であるが）少し後
に起るように選ぶこともできる。これによつて増
幅器５０の入力回路が過渡電圧状態に設定される
のが防止される。

CCD撮像器の出力の低域抑圧サンプルを低雑
音平均直流レベルで置換するこの発明の直流回復
方式に他に多くの変形が可能なことは、映像増幅
器チエーンの設計技術に熟達し、この開示を熟知
する者には自明である。この変形の例は第６図お
よび第７図について後述する。

次にリセツトドレン電位とインチヤンネル電位
に対する浮動拡散域１４のリセツトの違いを電位
傾度図を用いて説明する。これらの図には普通の
様式に従つてその最上部に電荷転送チヤンネルを
左から右に移動する電荷パケツトの遭遇する主要
点が表示され、図の下方が電位の正方向になつて
いる。これらの図では浮動拡散域１４の下の電位
ウエルを空と仮定し、また（簡単のために）フリ
ンジ電界効果は動作の説明に重要でないとき無視
している。

第２図はリセツトドレン２０に印加されるリセ
ツトドレン電位RDに対する浮動拡散域１４のリ
セツトを示す電位傾度図である。φ_cほ線読取り中
にＣレジスタ１３の最終クロツクゲート６１に印
加されたＣレジスタクロツク信号の位相である。
Ｃレジスタ１３にはそのクロツクゲート６１の次
に最終ゲート６２があり、これに直流電位BPが
印加されている。このBPφ_cのパルスによつてゲ
ート６１の電位が負の向きに移動したとき以外そ
のゲート６１の下の電位ウエルから浮動拡散域１
４の下の電位ウエルに電荷が移動するのを阻止す
る高さの障壁を作る。ゲート２１に引火される電
位RGはドレン電位RDと同様正であつてそれよ
り高い。フリンジ電界は浮動拡散域１４による電
荷分担を減ずるため通常極めて短くされているゲ
ート２１の下の実際のインチヤンネル電位に著し
く影響する。φ_rは(a)電荷測定時の浮動拡散域１４
からリセツトドレン２０の拡散域への電荷の移動
を妨げる障壁を形成するに足るだけ負の電圧か
ら、(b)リセツト時の浮動拡散域１４の下の電荷レ
ベルをRD電位まで下げるに足るだけ正の電圧ま
での範囲を有する。このため第２図に示すように
浮動拡散域１４はリセツトドレン電位RDにリセ
ツトされる。

第３図はφ_rの最も正の振れによつて設定された
RDより負のインチヤンネル電位に浮動拡散域１
４をリセツトする方法を示す電位傾度図である。
この最も正の振れにより障壁の高さが減少し、浮
動拡散域１４にこの障壁より若干正の電位が形成
されるまで、浮動拡散域１４内とゲート２１の下
の電荷キヤリアがこの障壁を越える。その電位は
RDより正である。リセツトは電荷キヤリアの熱
励起に応じる暗電流による僅かな偏倚はあるがそ
の障壁の高さまでである。（この熱励起による偏
倚の変動が、リセツトがチヤンネル内電位までの
ときのMTFのベースバンドの低域突出の主な原
因である。）この態様のチヤンネル内電位に対す
るリセツトにより、φ_rパルスの正のピークに関す
る雑音の抑圧の問題が生じる。

第４図は移動拡散域１４をインチヤンネル電位
にリセツトする好ましい方法を示す電位傾度図で
ある。リセツトゲート１８は浮動拡散域１４をリ
セツトドレン電位にリセツトする場合のようにリ
セツトドレン電位RDを含む範囲に亘つて動作す
る。このためφ_rの正の振れは浮動拡散域１４がリ
セツトされるインチヤンネル電位ではない。その
代り、直流ゲート２１に印加される（濾波して雑
音を除去し易い）直流電位RGがリセツトドレン
電位RDより負になり、直流ゲート２１の下に電
位障壁６３が生じて浮動拡散域１４がその障壁の
電位にリセツトするが、リセツトゲート１８が正
のパルスを受けるときのリセツトドレン２０への
電荷の流れが、電位障壁を超えられなくなるまで
しか進まないため、熱逸失による僅かな正方向の
偏倚を伴う。

第５図はリセツトゲート１８とリセツトドレン
２０の間にさらに１つの直流ゲート６４がある場
合の直流ゲート２１の下の障壁電位に浮動拡散域
１４をリセツトする方法を示す電位傾度図であ
る。このような追加の直流ゲート６４は現在アー
ル・シー・エー社（RCA Corp.）で製造されて
いるCCD撮像器に見られるもので、これらの装
置では直流ゲート２１と内部で接続されている。
ゲート１８に正のパルスが印加されていないとき
リセツトゲート１８の下から流出する電荷の流れ
の極めて好ましい方向はリセツトドレン２０の方
向である。これは直流ゲート６４の下の障壁を低
くするリセツトドレン２０からのフリンジ電界の
ため、その直流ゲート６４の下の障壁電位より超
え難くなつた直流ゲート２１の下の障壁電位によ
つて生ずる。

第６図は第１図の実施例に代り得るこの発明の
他の実施例を示す。電子制御回路７０の機能は１
つの２極双投スイツチの形で表されている。この
制御回路７０はMISFET４１，７１の各チヤン
ネルの選択的導通制御を行う。水平掃引中は画像
サンプルがCCD撮像器１０の出力のソースホロ
ワMISFET１６のソースから供給され、
MISFET７１のチヤンネルがそのゲート電極に
適当な電位V_ONを印加する制御回路７０により導
通状態を維持する。MISFET７１のチヤンネル
は図示のように低域抑圧濾波器のコンデンサ３１
と抵抗３２の間に設けられ、抵抗７３，３２が
MISFET７１のチヤンネルの両端をそれぞれ接
地して、その両端にゲート電位バイアスを印加し
得る直流電位基準を生成する。制御回路７０は
V_ONをMISFET７１のゲート電極に印加してその
チヤンネルを導通状態に維持すると同時に、クロ
ツク発生器２５から線路２６を介して供給される
Ｃレジスタ用クロツク信号の高調波をMISFET
４１のゲート電極に印加する。

水平掃引が終ると撮像器１０からの画像サンプ
ルの供給がなくなる。このとき空のウエルサンプ
ルが生ずるか撮像器１０の出力応答が消去され、
次に制御回路７０がクロツク発生器２５から線路
７２を介して供給される制御信号に次の様に応動
する。まず制御回路７０はMISFET７１のゲー
ト電極に電位V_OFFを印加してそのチヤンネルを非
導通にする。するとサンプル・アンド・ホールド
回路４０の入力は抵抗３２を介する低雑音接地線
路の導通により零平均レベルに維持される。制御
回路７０はまた電位V_ONをMISFET４１のゲート
電極に印加し、そのチヤンネルをＣレジスタ１３
のクロツク周波数の高調波周波数で選択的に導通
させる代りに、連続的に導通させる。これによつ
て保持コンデンサ４２がこれを急速に（通常Ｃレ
ジスタのクロツク周期の２〜３倍以内で）放電さ
せ得る抵抗値を持つ抵抗３２を介して低雑音接地
点に固定される。この保持コンデンサ４２の両端
間の電圧は増幅器５０の入力に直接印加され、サ
ンプルステツプMISFET４１と抵抗３２はその
増幅器５０の入力の直流レベルを回復するキード
クランプ回路の働らきをする。MISFET４１の
ゲート・チヤンネル間キヤパシタンスを介するク
ロツク信号のフイードスルーの問題をなくするた
め、直流回復中そのFET４１のゲートのクロツ
キングを中止するとよい。

第７図は第１図の実施例に代替し得るこの発明
のさらに他の実施例を示す。第７図において電子
制御回路８０は第６図の回路７０と同様の機能を
有し、クロツク発生器２５から線路７２を介して
供給される制御信号に応じてMISFET４１，８
１の各チヤンネルの選択導通制御を行う。
MISFET８１は直流回復器５０の入力に直接結
合されたサンプル・アンド・ホールド回路の出力
に選択的に印加されるクランプである。

水平掃引中にCCD撮像器１０から抵抗２８を
介して画像サンプルが供給されると、MISFET
８１のチヤンネルは制御回路８０からそのゲート
電極に印加される適当な電位V_OFFにより非導通に
保たれる。MISFET８１は非導通のときサンプ
ル・アンド・ホールド回路４０の保持キヤパシタ
ンスに含まれる様な小さいソース・ドレン間キヤ
パシタンスを呈する型のものを選ぶ。制御回路８
０はまたMISFET４１のゲート電極を線路２６
を介してクロツク発生器２５に接続し、そのゲー
ト電極にＣレジスタのクロツク周波数の高調波周
波数をサンプル・アンド・ホールド回路４０によ
り進められる同期検波処理用搬送波として供給す
る。

水平掃引が終ると撮像器１０からサンプルが供
給されなくなる。このとき制御回路８０はクロツ
ク発生器２５から線路７２を介して供給される制
御信号に応動してMISFET４１のゲートに電位
V_OFFを印加し、そのチヤンネルを非導通にする。
このためサンプル・アンド・ホールド回路４０の
出力がその前の回路で発生した雑音から絶縁さ
れ、これによつて前の回路または搬送波線路２６
からクロツク信号のフイードスルーの怖れをなく
する。このとき制御回路８０はまたMISFET８
１にゲート電位V_ONを印加してそのチヤンネルを
導通させる。このためサンプル・アンド・ホール
ド回路４０の出力線路が低雑音接地点に接続さ
れ、保持コンデンサ４２が放電される。従つて低
雑音黒レベルが直流回復器５５に印加されてこれ
を再びクランプする。

第８図および第９図は水平帰線期間中真の黒レ
ベルの代りに低雑音ペデスタルを挿入するとき第
１図ないし第７図の回路に行うべき各種の改造を
示す。このペデスタルは比較的低雑音（例えば濾
波の適用や側路コンデンサ９１による）の可変直
流電圧源９０により発生され、第８図に示す第１
図または第７図の変形における低域抑圧濾波器に
基準電位として印加される。第９図に示す第１図
の変形ではMISFET５３が水平帰線中サンプ
ル・アンド・ホールド回路４０の入力線路をこの
ペデスタルに固定し、同様の第７図の変形では
MISFET８１がサンプル・アンド・ホールド回
路４０の出力線路を水平帰線中このペデンスタル
に固定する。この低雑音ペデスタルは直流電位に
関する限り大地電位ではないが「信号接地電位」
と考えられる。

第１図、第６図および第７図はサンプル・アン
ド・ホールド回路４０を例にとつた同期検波器に
最も緊密に結合された直流回路を増幅器５０と共
に示しているが、直流回復は映像増幅器列中のさ
らに後段の増幅器で行うこともできる。事実増幅
器５０の直後の入力回路に同期検波器を直流結合
して、直流回復が映像増幅器列のそれ以後におい
てのみ行われるようにすることもできる。

以上この発明をフイールド転送型のCCD映像
器について説明したが、この発明は例えばインタ
ーライン転送型のような他の型の半導体映像器に
も適用することができる。この発明はまた低域抑
圧濾波器３０とこれに続く同期検波器４０が
MISFET電位計を随伴する浮動拡散域以外の出
力段を持つCCD撮像器から信号を供給されると
きにも適用することができる。またこの発明は出
力レジスタの電荷転送チヤンネルの成端ドレンか
らの電流に応じて出力信号を供給するCCD撮像
器に用いることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明により直流回復を行うように
改造されたフイールド転送型CCD撮像器を用い
る米国特許願第525491号（特開昭60−65674対応）
の信号回復方式の回路図、第２図は標準方式にお
けるリセツトドレン電位に対する浮動拡散域のリ
セツトを説明する電位傾度図、第３図、第４図お
よび第５図は米国特許願第525491号に教示された
リセツトドレン電位の代りにインチヤンネル電位
に対して浮動拡散域のリセツトする各種方法を説
明する電位傾度図、第６図はこの発明による直流
回復を行うために改造された第１図の方式とは別
の米国特許願第525491号の信号回復方式の回路
図、第７図はこの発明の他の実施例を示す回路
図、第８図および第９図は第１図と第７図の装置
に対するこの発明の他の改変実施例を示す図であ
る。１０……CCD撮像器、１３……出力レジスタ、
３０……濾波器、３３，３４……濾波器応答印加
手段、４０……同期検波器、５３，７１，７３…
…基準化手段、５８，７０……直流回復手段。

Claims

【特許請求の範囲】１各水平帰線期間中に並列に受入れた電荷パケ
ツトの行をその次の各水平掃引期間中にラスタ走
査された映像信号の直列的に供給されるサンプル
に変換する線レジスタを含み、上記ラスタ走査さ
れた映像信号を発生する固体撮像機の動作法であ
つて、上記直列的に供給されるサンプルを濾波し
てベースバンドスペクトルの少なくとも低周波数
を抑圧し、零平均値のフイルタ応答を生成する段
階と、上記零平均値を無雑音信号レベルに対して
基準化する段階と、上記線レジスタから画像サン
プルが直列的に供給される水平掃引期間中に上記
フイルタ応答を上記線レジスタの直列クロツク周
波数の高調波周波数で同期検波する段階と、水平
帰線期間の黒レベルを設定すべき部分の間の上記
同期検波されたフイルタ応答を上記無雑音信号レ
ベルで置換する段階と、水平帰線期間の黒レベル
が設定される上記部分中に検波された信号を直流
回復する段階とを含む方法。２並列に受入れた電荷パケツトの各行を各水平
掃引期間中に所定のクロツク周波数でラスタ走査
出力信号の各サンプルに変換する出力レジスタを
含む固体撮像器と、入力線路に受入れた上記固体
撮像器の出力信号サンプルに応じて、出力線路に
ベースバンド周波数スペクトルの少なくとも低域
部が抑圧された上記固体撮像器の出力信号サンプ
ルに対する零平均値応答を与える濾波器と、上記
零平均値応答を本質的に無雑音信号の接地点に対
して基準化する手段と、上記濾波器の出力線路か
ら上記応答を受ける第１の入力線路、クロツク周
波数の高調波を同期検波器の搬送波信号として受
入れる第２の入力線路および出力線路を有する上
記クロツク周波数の高調波の側波帯スペクトルを
検波する同期検波器と、水平掃引期間中に上記同
期検波器の第１の入力線路に上記濾波器の応答を
印加する手段と、水平帰線期間中に上記同期検波
器の第１の入力線路または出力線路に無雑音信号
レベルを印加する手段と、水平帰線期間中動作し
て上記同期検波器の出力線路に供給された信号に
応じて直流レベルを回復する手段とを含む、同期
検波された出力信号の直流回復を行なうための装
置。