JPH0428192B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は受像管の電子ビームを偏向させる垂直
偏向回路に関する。

（従来の技術） 充放電が行なわれることにより端子間に鋸歯状
波電圧を発生するコンデンサと、前記したコンデ
ンサの端子間の電圧が第１の基準電位に達したと
きに前記のコンデンサを急速に充電させる充電回
路と、前記したコンデンサの端子電圧が、前記し
た第１の基準電位よりも高い第２の基準電位に達
したときに、前記のコンデンサを一定割合いで放
電させる放電回路と、前記した第１の基準電位と
第２の基準電位とを発生させる基準電位の発生回
路と、コンデンサに発生される鋸歯状波電圧の位
相を同期信号に一致させるために、前記した第１
の基準電位に同期信号を重畳させる手段と、コン
デンサに発生した鋸歯状波電圧を増幅して受像管
の偏向コイルに加えて前記の偏向コイルに鋸歯状
波電流を流すようにした垂直偏向回路の従来例の
一例回路を第９図に示す。

第９図において、３１は同期信号４Psの入力
端子、１は結合コンデンサであり、また、２，３
は第１の基準電位Ｖ１を決定するためのブリーダ
抵抗であつて、前記のブリーダ抵抗２，３は動作
用電源Vccと接地との間に接続されており、前記
した抵抗２，３の接続点Ａは比較器６の反転入力
端子に接続されているとともに、電子スイツチ１
０の一方の接点に接続されている。また、前記し
た電子スイツチ１０の他方の接点は抵抗８（発振
加速用抵抗８）を介して電源Vccに接続されてい
る。

また、前記し比較器６の非反転入力端子は電子
スイツチ９の一方の接点に接続されているととも
に、前記した比較器６の非反転入力端子には、充
放電が行なわれることにより端子間に鋸歯状波電
圧を発生するコンデンサ４（以下、単にコンデン
サ４という）と定電流源５及び垂直偏向回路１１
も接続されている。

前記した電子スイツチ９の他方の接点は充電抵
抗器７を介して電源Vccに接続されている。垂直
偏向回路１１の出力側には垂直偏向コイル１２が
接続されている。

第９図に示されている従来の垂直偏向回路にお
いて、電源が投入された時点ではコンデンサ４に
は電荷が無いから、コンデンサ４の端子電圧は零
であり、比較器６の非反転入力端子の電圧も零で
ある。一方、比較器６の反転入力端子に接続され
ているブリーダ抵抗２，３の接続点Ａの電圧は、
電源の投入により第１の基準電圧Ｖ１となるか
ら、この状態における比較器６の出力によつて電
子スイツチ９，１０がオンの状態になり、コンデ
ンサ４には電源Vcc→抵抗７→電子スイツチ９→
コンデンサ４→接地の充電回路により充電が開始
され、また、前記した電子スイツチ９とともにオ
ンの状態になされた電子スイツチ１０によつて、
前記したブリーダ抵抗２に抵抗８が並列に接続さ
れることにより、Ａ点の電圧は第１の基準電位Ｖ
１に対して、Ｖ１＜Ｖ２の関係にある第２の基準
電位Ｖ２に上昇する。第１０図における時刻t1が
前記した電源投入の時点である。

前記した充電回路によつて充電されているコン
デンサ４の端子電圧、すなわち、非反転入力端子
の電圧が、第２の基準電位Ｖ２となされている反
転入力端子の電圧に達すると比較器６の出力が反
転して、電子スイツチ９，１０がともにオフの状
態になり、それによりＡ点の電位はブリーダ抵抗
２，３によつて定められている第１の基準電位Ｖ
１となつて、比較器６の反転入力端子の電圧は第
１の基準電位Ｖ１になされる。第１０図におい
て、時刻t2はＡ点の電位が第２の基準電位Ｖ２か
ら第２の基準電位Ｖ２に変化した時点である。

一方、前記した充電回路によつて端子電圧が第
２の基準電位Ｖ２になるまで充電されたコンデン
サ４の蓄積電荷は、前記のように電子スイツチ９
がオフの状態となされた時点t2から定電流源５に
よつて一定の割合いで放電されて行くから、コン
デンサ４の端子電圧は第１０図中の時刻t2→t3の
期間に示されているように一定の傾斜で直線的に
減少して行く。

コンデンサ４の端子電圧、すなわち、比較器６
の非反転入力端子の電圧が、時刻t3に比較器６の
反転入力端子の電圧、すなわち、第１の基準電位
Ｖ１に達すると、時刻t3に比較器６の出力が反転
して電子スイツチ９，１０は時刻t3にともにオン
の状態に変化する。

時刻t3以降における電子スイツチ９，１０のオ
ンオフ動作は、前記した時刻t1〜t3の期間につい
て説明したと同様であり、コンデンサ４の端子電
圧は第１０図に示されているように鋸歯状波電圧
Vsとなり、それが垂直偏向回路１１に供給され
ることにより垂直偏向回路１１の出力側に接続さ
れている偏向コイル１２には鋸歯状波電流Isが流
れる。

前記した回路における自走発振の周期Tfは、
第１０図から判かるように第１の基準電位Ｖ１の
大きさによつて変化するのであり、したがつて、
この種の回路における鋸歯状波電圧の周期の調整
は、通常、ブリーダ抵抗２，３の抵抗値を変化さ
せることによつて行なわれている。

次に、第９図示の垂直偏向回路における同期信
号Psの入力端子３１に対して、同期信号Psが供
給された場合の動作について説明する。

同期信号Psの入力端子３１に供給された周期
Tsの同期信号Psが、結合コンデンサ１を介して
Ａ点に加えられると、Ａ点の電位は前記した第１
の基準の電位Ｖ１と周期がTsの同期信号Psとが
重畳されたものになる。

今、垂直偏向回路における自走発振の周期Tf
が、同期信号Psの周期Tsよりも僅に短いものと
なされていたとすると、垂直偏向回路で発生され
る鋸歯状波電圧Vsの周期が、同期信号Psの入力
端子３１から結合コンデンサ１を介してＡ点に供
給された同期信号Psの周期Tsと一致するように
なされることは周知のとおりである。

すなわち、垂直偏向回路における自走発振の周
期Tfが第１１図に示されているように、同期信
号Psの周期Tsよりも僅に短いものとなされてい
た場合には、垂直偏向回路で自走発振の周期Tf
で発生されている鋸歯状波電圧Vsの電圧が、第
１の基準電位Ｖ１に同期信号Psの波高値をプラ
スした電圧値に達した時点で比較器６の出力が反
転するので、垂直偏向回路から出力される鋸歯状
波電圧Vsの周期は、同期信号Psの入力端子３１
から結合コンデンサ１を介してＡ点に供給された
同期信号Psの周期Tsと一致しているものになさ
れるのである。

ところが、垂直偏向回路における自走発振の周
期Tfに比べて、同期信号Psの周期Tsが長すぎた
り、あるいは短かすぎたりしている場合には、垂
直偏向回路で発生される鋸歯状波電圧Vsの周期
を、同期信号Psの入力端子３１から結合コンデ
ンサ１を介してＡ点に供給された同期信号Psの
周期Tsに一致させることはできない。

すなわち、垂直偏向回路における自走発振の周
期Tfが例えば第１２図に示されているように、
同期信号Psの周期Tsに比べて長すぎている場合
には、比較器６の反転入力端子の電圧が第１の基
準電位Ｖ１に同期信号Psの波高値をプラスした
電圧値を示している状態において垂直偏向回路で
自走発振の周期Tfで発生している鋸歯状波電圧
Vsの電圧は、前記した比較器６の反転入力端子
の電圧値、すなわち、第１の基準電位Ｖ１に同期
信号Psの波高値をプラスした電圧値よりも高い
状態となされているから、比較器６の出力は反転
することがなく、垂直偏向回路から出力される鋸
歯状波電圧Vsの周期は、もともとの自走発振の
周期Tfのままになるのである。

また、前記の場合とは逆に、垂直偏向回路にお
ける自走発振の周期Tfが例えば第１３図に示さ
れているように、同期信号Psの周期Tsに比べて
短かすぎている場合にも、比較器６の反転入力端
子の電圧が第１の基準電位Ｖ１に同期信号Psの
波高値をプラスした電圧値を示している状態にお
いて垂直偏向回路で自走発振の周期Tfで発生し
ている鋸歯状波電圧Vsの電圧は、前記した比較
器６の反転入力端子の電圧値、すなわち、第１の
基準電位Ｖ１に同期信号Psの波高値をプラスし
た電圧値よりも高い状態となされているから、比
較器６の出力は反転することがなく、垂直偏向回
路から出力される鋸歯状波電圧Vsの周期は、も
ともとの自走発振の周期Tfのままになるのであ
る。

したがつて、同期信号Psの入力端子３１から
結合コンデンサ１を介してＡ点に供給される同期
信号Psの周期Tsが、垂直偏向回路で発生される
鋸歯状波電圧の自走発振の周期Tfに比べて長す
ぎたり短かすぎたりしている場合には、ブリーダ
抵抗２，３を調整して垂直偏向回路で発生される
鋸歯状波電圧の自走発振の周期Tfを同期信号Ps
の周期Tsに近付けるようにすることが必要とさ
れるのであり、そのために通常は、第９図中の抵
抗２，３の何れかのものを可変抵抗器とし、それ
を垂直同期調整器として第１の基準電位Ｖ１を変
化させるようにしている。

（発明が解決しようとする問題点） 前記したような解決策は、垂直走査周期が特定
な一つの値に定まつている場合、例えば、特定な
標準方式のテレビジヨン方式に従つて動作するよ
うに構成されているテレビジヨン受像機に対して
それを適用した場合には、前記のような解決策に
よつても良好な垂直同期調整を行なうことが可能
となるのであるが、例えば、近年になつて著るし
く普及されて来たコンピユータ関連機器における
デイスプレイ装置のように、それの垂直走査周波
数が例えば50Hz〜90Hzというような広い周波数範
囲中で色々の周波数が用いられている場合に、前
記のような広い周波数範囲に対して前記のような
解決策を適用して垂直偏向回路における自走発振
周波数の調整を行なおうとしても、調整の可変範
囲内における調整が難かしくなるため、実際には
機器で必要とされている垂直走査周波数が異なる
毎に、それぞれ異なる回路定数に設定しなければ
ならないのであり、したがつて、前記のような機
器の生産に際しては、多品種少量生産の生産形態
を採用して機器の生産を行なわざるを得ず、コス
ト高になることが避けられなかつた。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、充放電が行なわれることにより端子
間に鋸歯状波電圧を発生するコンデンサと、前記
したコンデンサの端子間の電圧が第１の基準電位
に達したときに前記のコンデンサを急速に充電さ
せる充電回路と、前記したコンデンサの端子電圧
が、前記した第１の基準電位よりも高い第２の基
準電位に達したときに、前記のコンデンサを一定
割合で放電させる放電回路と、前記した第１の基
準電位と第２の基準電位とを発生させる基準電位
の発生回路と、コンデンサに発生される鋸歯状波
電圧の位相を同期信号に一致させるために、前記
した第１の基準電位に同期信号を重畳させる手段
と、コンデンサに発生した鋸歯状波電圧を増幅し
て受像管の偏向コイルに加えて前記の偏向コイル
に鋸歯状波電流を流すようにした垂直偏向回路お
いて、少なくとも周波数電圧変換回路を備えて構
成されていて同期信号の周期に比例した電圧を発
生させる電圧発生手段と、前記した電圧発生手段
で発生された同期信号の周期に比例した電圧によ
つて前記した第１の基準電位の平均値を変化させ
る手段とを設け、コンデンサに発生される鋸歯状
波電圧の位相を常に同期信号に一致させるように
したことを特徴とする垂直偏向回路を提供するも
のである。

（実施例） 以下、本発明の垂直偏向回路の具体的な内容に
ついて、添付図面を参照しながら詳細に説明す
る。第１図は、本発明の垂直偏向回路の一実施例
のブロツク図であり、この第１図において、第９
図を参照して説明した従来の垂直偏向回路におけ
る各構成部分と対応している各構成部分には、第
９図中に使用されている図面符号と同一な図面符
号が使用されている。

第１図において、３１は同期信号Psの入力端
子、１は結合コンデンサであり、また、２，３は
ブリーダ抵抗であつて、前記のブリーダ抵抗２，
３は動作用電源Vccと接地との間に接続されてお
り、前記した抵抗２，３の接地点Ａは比較器６の
反転入力端子に接続されているとともに、後述さ
れているバツフア増幅器１４の出力側及び電子ス
イツチ１０の一方の接点にも接続されている。そ
して、前記した電子スイツチ１０の他方の接点は
抵抗８（発振加速用抵抗８）を介して電源Vccに
接続されている。

また、前記した比較器６の非反転入力端子は電
子スイツチ９の一方の接点に接続されているとと
もに、前記した比較器６の非反転入力端子には、
充放電が行なわれることにより端子間に鋸歯状波
電圧を発生するコンデンサ４（以下、単にコンデ
ンサ４という）と定電源５及び垂直偏向回路１１
も接続されている。そして、前記した電子スイツ
チ９の他方の接点は充電抵抗器７を介して電源
Vccに接続されている。垂直偏向回路１１の出力
側には垂直偏向コイル１２が接続されている。

第１図において、１３は周波数電圧変換回路で
あり、この周波数電圧変換回路１３には同期信号
Psの入力端子３１から同期信号Psが供給される
ようになされており、周波数電圧変換回路１３か
らの出力信号はバツフア増幅器１４に与えられ、
バツフア増幅器１４からの出力信号は、前記した
ようにブリーダ抵抗２，３の接続点Ａに供給され
るようになされている。

第１図示の本発明の垂直偏向回路と、第９図を
参照して説明した従来の垂直偏向回路とを比較す
れば直ちに理解できるように、本発明の垂直偏向
回路は第９図示の従来の垂直偏向回路におけるブ
リーダ抵抗２と３との接続点Ａと、同期信号Ps
の入力端子３１との間に、周波数電圧変換回路１
３とバツフア増幅器１４との縦続接続回路を接続
したものに相当しているが、本発明の垂直偏向回
路では前記したブリーダ抵抗２と３との接続点Ａ
と、同期信号Psの入力端子３１との間に接続し
た周波数電圧変換回路１３とバツフア増幅器１４
との縦続接続回路で発生させた同期信号Psの周
期Tsに比例している如き電圧を、ブリーダ抵抗
２と３との接続点Ａに発生されている電圧に重畳
させることによつて、同期信号Psの周期に応じ
て基準電圧の平均値を変化させ、垂直偏向回路の
同期信号Psの入力端子３１に供給されている同
期信号Psの周期が予定された可成りの範囲にわ
たつて変化しても、垂直偏向回路で発生される鋸
歯状波電圧Vsが自動的に同期信号Psに同期して
いるものとなるようにしているのである。

すなわち、第９図に示されている従来の垂直偏
向回路においては、Ａ点に発生される第１、第２
の基準電位Ｖ１，Ｖ２が、それぞれ予め定められ
た特定な電圧に設定されていたのに対し、第１図
に示されている本発明の垂直偏向回路では、Ａ点
に発生される第１、第２の基準電位Ｖ１，Ｖ２の
内で第１の基準電位Ｖ１の方を、垂直偏向回路の
同期信号Psの入力端子３１に供給されている同
期信号Psの周期Tsに対応して自動的に変化させ
るようにしている。しかし、第１図示の垂直偏向
回路でも第９図示の垂直偏向回路でも、第９図を
参照して既述したようにＡ点に生じる第１、第２
の基準電位とコンデンサ４の端子電圧との比較結
果に応じて、コンデンサ４の充放電動作が制御さ
れて、鋸歯状波電圧Vsが発生されるものである
ことには変わりがないから、第１図示の本発明の
垂直偏向回路における鋸歯状波電圧Vsの発生動
作の一般的な記述は省略する。

第２図は垂直偏向回路における自走発振の周期
Tfが、同期信号Psの入力端子３１に供給されて
いる同期信号Psの周期Tsに略々等しい場合に、
第９図示の従来の垂直偏向回路について第１１図
を参照して説明したと同様に、垂直偏向回路で発
生される鋸歯状波電圧Vsの周期Tsは同期信号Ps
の入力端子３１に供給されている同期信号Psの
周期Tsに等しくなされることを示している図で
あり、また、第３図は第９図示の従来の垂直偏向
回路で、垂直偏向回路における自走発振の周期
Tfが、同期信号Psの入力端子３１に供給されて
いる同期信号Psの周期Tsに比べて長すぎる場合
及び短かすぎる場合に、第１２図及び第１３図を
参照して説明したように、垂直偏向回路から出力
される鋸歯状波電圧Vsの周期が、同期信号Psの
入力端子３１に供給されている同期信号Psの周
期Tsとは無関係に、垂直偏向回路における自走
発振の周期Tfのままとなされることを、垂直偏
向回路における自走発振の周期Tfが、同期信号
Psの入力端子３１に供給されている同期信号Ps
の周期Ts′に比べて長すぎる場合（第１２図の場
合と同じ）を例にとつて、本発明の垂直偏向回路
の動作原理を説明するために示す第４図との対比
のために記載しているものである。

第５図及び第７図は周波数電圧変換回路１３と
バツフア増幅器１４とのそれぞれ異なる構成例を
示す回路図である。第５図示の周波数電圧変換回
路１３とバツフア増幅器１４とにおいて、１５は
結合コンデンサ、１６はバイアス抵抗器、１７は
スイツチングトランジスタ、１８は負荷抵抗、１
９は充放電コンデンサ、２０は平滑抵抗器、２１
は平滑コンデンサであり、また、２２はエミツタ
フオロア段のトランジスタ、２３はエミツタ抵抗
器、２４は次段入力抵抗器、２５は反転増段のト
ランジスタ、３２は抵抗である。

第５図中に示されている周波数電圧変換回路１
３において、スイツチングトランジスタ１７のベ
ースに結合コンデンサ１５を介して同期信号Ps
が供給されると、前記のスイツチングトランジス
タ１７は同期信号Psの期間に導通状態になり、
コレクタと接地間に接続されている充放電コンデ
ンサ１９に蓄積されていた電荷が、導通状態のス
イツチングトランジスタ１７によつて放電され
て、スイツチングトランジスタ１７のコレクタの
電位、すなわち、Ｂ点の電圧は略々零になる。

同期信号Ps期間が過ぎると、電源Vccに接続さ
れている抵抗１８を介して充放電コンデンサ１９
が、抵抗１８と充放電コンデンサ１９とによつて
定まる時定数に従つて充電されて行き、Ｂ点の電
圧は第６図のａに示されているように次第に上昇
して行く。前記したＢ点の電圧は次の同期信号
Psが周波数電圧変換回路１３に対して供給され
てスイツチングトランジスタ１７が導通すること
によつて、前述のように略々零になされる。

したがつて、スイツチングトランジスタ１７の
コレクタの電位、すなわち、Ｂ点の電圧は周波数
電圧変換回路１３に入力されている同期信号Ps
の繰返し周期Tsと同一の繰返し周期の鋸歯状波
電圧となる。

前記のようにしてスイツチングトランジスタ１
７のコレクタに発生する第６図のａに示されてい
る鋸歯状波電圧は、既述のように周波数電圧変換
回路１３に入力されている同期信号Psの繰返し
周期Tsと同一の繰返し周期の鋸歯状波電圧とな
るものであるから、周波数電圧変換回路１３に対
して第６図のｂに示されている繰返し周期Tsの
同期信号Psが入力された場合には、スイツチン
グトランジスタ１７のコレクタに発生する鋸歯状
波電圧は、第６図のａ中の実線図示のようなもの
になり、また、周波数電圧変換回路１３に対して
第６図のｃに示されている繰返し周期Ts′の同期
信号Ps′が入力された場合には、スイツチングト
ランジスタ１７のコレクタに発生する鋸歯状波電
圧は、第６図のａ中の点線図示のようなものにな
る。

前記のようにしてスイツチングトランジスタ１
７のコレクタに発生した鋸歯状波電圧は、平滑抵
抗２０と平滑コンデンサ２１とによつて構成され
ている平滑回路で平滑されることにより、平滑回
路の出力側の点Ｃには、前記したスイツチングト
ランジスタ１７のコレクタに発生した鋸歯状波電
圧の平均値に対応する直流電圧Vfが発生する。

前記したＣ点に発生した直流電圧Vfは、周波
数電圧変換回路１３に供給されている同期信号
Psの繰返し周期に反比例する電圧値を有する。
それで、第５図中のバツフア増幅器１４は前記し
たＣ点に現われた電圧Vfの極性を反転して、出
力しうるような構成となされている。

すなわち、第５図中のバツフア増幅器１４は、
トランジスタ２２によるエミツタフオロア段と、
トランジスタ２５による反転増幅器とによつて構
成されており、前記したＣ点の電圧はエミツタフ
オロア段のトランジスタ２２のエミツタ、すなわ
ち、Ｄ点に同じ極性の電圧が生じるが、このＤ点
の電圧は反転増幅器のトランジスタ２５のコレク
タ側には前記したＤ点の電圧の極性が反転された
電圧が現われてＡ点に供給される。

このようにして、第５図示の回路配置で発生さ
れた電圧は、周波数電圧変換回路１３に供給され
ている同期信号Psの繰返し周期に比例した電圧
値を有するものになつている。

次に、第７図示の周波数電圧変換回路１３とバ
ツフア増幅器１４とにおいて、２６は単安定マル
チバイブレータ、２７は平滑抵抗、２８は平滑コ
ンデンサ、２９はエミツタフオロ段のトランジス
タ、３０はエミツタ抵抗であり、第７図中に示さ
れている周波数電圧変換回路１３において、単安
定マルチバイブレータ２６は、それに同期信号
Psが供給される毎に所定のパルス巾の出力パル
スが発生する。

前記した単安定マルチバイブレータ２６からの
出力パルスのパルス巾は、垂直偏向回路に入力さ
れる同期信号の周期の内で最も短い周期よりも短
いパルス巾となるように、単安定マルチバイブレ
ータ２６における時定数が設定されている。

第７図示の周波数電圧変換回路１３に対して、
第８図のａに示されているような同期信号Psの
繰返し周期の同期信号Psが供給されると、単安
定マルチバイブレータ２６は前記した同期信号
Ps毎にトリガされて、単安定マルチバイブレー
タ２６の出力側の点Ｅに第８図のｂに示されてい
るように、周波数電圧変換回路１３に供給された
同期信号Psの繰返し周期Tsと同一の繰返し周期
で、かつ、常に一定のパルス巾Tdを有するパル
スPdパルス巾TdのパルスPdを出力する。

前記のようにして単安定マルチバイブレータ２
６の出力側の点Ｅに発生されたパルス巾Tdのパ
ルスPdは、平滑抵抗２７と平滑コンデンサ２８
とによつて構成されている平滑回路で平滑される
ことにより、平滑回路の出力側の点Ｆには周波数
電圧変換回路１３に供給された同期信号Psの繰
返し周期Tsと同一の繰返し周期で、かつ、常に
一定のパルス巾Tdを有するパルスPdの電圧の平
均値に対応している直流電圧Vfが発生する。

前記したＦ点に発生した直流電圧Vfは、周波
数電圧変換回路１３に供給されている同期信号
Psの繰返し周期Tsに比例する電圧値を有する。
そして、第７図中のバツフア増幅器１４は前記し
たＦ点に現われた電圧Vfをエミツタフオロア段
のトランジスタ２９によつて増幅してＡ点に供給
する。

このようにして、第７図示の回路配置で発生さ
れた電圧は、周波数電圧変換回路１３に供給され
ている同期信号Psの繰返し周期に比例した電圧
値を有するものになつている。

（効 果） 以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に、本発明の垂直偏向回路は充放電が行なわれる
ことにより端子間に鋸歯状波電圧を発生するコン
デンサと、前記したコンデンサの端子間の電圧が
第１の基準電位に達したときに前記のコンデンサ
を急速に充電させる充電回路と、前記したコンデ
ンサの端子電圧が、前記した第１の基準電位より
も高い第２の基準電位に達したときに、前記のコ
ンデンサを一定割合いで放電させる放電回路と、
前記し第１の基準電位と第２の基準電位とを発生
させる基準電位の発生回路と、コンデンサに発生
される鋸歯状波電圧の位相を同期信号に一致させ
るために前記した第１の基準電位に同期信号を重
畳させる手段と、コンデンサに発生した鋸歯状波
電圧を増幅して受像管の偏向コイルに加えて前記
の偏向コイルに鋸歯状波電流を流すようにした垂
直偏向回路において、少なくとも周波数電圧変換
回路を備えて構成されていて同期信号の周期に比
例した電圧を発生させる電圧発生手段と、前記し
た電圧発生手段で発生された同期信号の周期に比
例した電圧によつて前記した第１の基準電位の平
均値を変化させる手段とを設け、コンデンサに発
生される鋸歯状波電圧の位相を常に同期信号に一
致させるようにしたことを特徴とする垂直偏向回
路であるから、本発明の垂直偏向回路では周期が
広い範囲で変化する同期信号に対しても無調整で
自動的に同期することが可能であり、本発明によ
れば既述した従来の問題点を良好に解決すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の垂直偏向回路の一実施例のブ
ロツク回路図、第２図乃至第４図と第６図及び第
８図ならびに第１０図乃至第１３図は動作説明用
の波形図、第５図と第７図は周波数電圧変換回路
のブロツク図、第９図は従来の垂直偏向回路のブ
ロツク図である。 １……結合コンデンサ、２，３……ブリーダ抵
抗、Vcc……動作用電源、６……比較器、１４…
…バツフア増幅器、９，１０……電子スイツチ、
８……抵抗８（発振加速用抵抗８）、４……充放
電が行なわれることにより端子間に鋸歯状波電圧
を発生するコンデンサ、７……充電抵抗器、１１
……垂直偏向回路、１２……垂直偏向コイル、１
３……周波数電圧変換回路、１４……バツフア増
幅器、Ｖ１，Ｖ２……第１、第２の基準電位、１
５……結合コンデンサ、１６……バイアス抵抗
器、１７……スイツチングトランジスタ、１８…
…負荷抵抗、１９……充放電コンデンサ、２０…
…平滑抵抗器、２１……平滑コンデンサ、２２…
…エミツタフオロア段のトランジスタ、２３……
エミツタ抵抗器、２４……次段入力抵抗器、２５
……反転増段のトランジスタ、２６……単安定マ
ルチバイブレータ、２７……平滑抵抗、２８……
平滑コンデンサ、２９……エミツタフオロ段のト
ランジスタ、３０……エミツタ抵抗、３１……同
期信号Psの入力端子、３２……抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 充放電が行なわれることにより端子間に鋸歯
   状波電圧を発生するコンデンサと、前記したコン
   デンサの端子間の電圧が第１の基準電位に達した
   ときに前記のコンデンサを急速に充電させる充電
   回路と、前記したコンデンサの端子電圧が、前記
   した第１の基準電位よりも高い第２の基準電位に
   達したときに、前記のコンデンサを一定割合いで
   放電させる放電回路と、前記した第１の基準電位
   と第２の基準電位とを発生させる基準電位の発生
   回路と、コンデンサに発生される鋸歯状波電圧の
   位相を同期信号に一致させるために、前記した第
   １の基準電位に同期信号を重畳させる手段と、コ
   ンデンサに発生した鋸歯状波電圧を増幅して受像
   管の偏向コイルに加えて前記の偏向コイルに鋸歯
   状波電流を流すようにした垂直偏向回路におい
   て、少なくとも周波数電圧変換回路を備えて構成
   されていて同期信号の周期に比例した電圧を発生
   させる電圧発生手段と、前記した電圧発生手段で
   発生された同期信号の周期に比例した電圧によつ
   て前記した第１の基準電位の平均値を変化させる
   手段とを設け、コンデンサに発生される鋸歯状波
   電圧の位相を常に同期信号に一致させるようにし
   たことを特徴とする垂直偏向回路。