JPH0429486A - 映像信号の時間軸補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、ＭＵＳＥ方式のビデオディスクプレーヤに用
いて好適な映像信号の時間軸補正回路に関する。

「従来の技術」 近年、業務用の映像技術として、いわゆるハイビジョン
（高品位テレビ）が普及しており、将来は民生用機器に
も普及してゆくものと予想される。

したがって、ハイビジョンを再生し得るビデオディスク
プレーヤの開発が望まれている。しかし、ハイビジョン
は帯域が２０ＭＨｚを越えるため、そのまま記録するよ
りはＭＵＳＥ信号に変換し帯域を約８　Ｍ　Ｈｚに圧縮
するとともにＦＭ変調して記録することか有利と考えら
れる。

ところで、ビデオディスクプレーヤの再生信号には、ビ
デオディスクの回転系における駆動誤差あるいはディス
クの偏心等により、必然的にジッダ（位相歪）が発生す
る。このため、現行のＮＴＳＣ方式用のビデオディスク
プレーヤにあっては、水平同期信号あるいはカラーバー
スト信号を位相検出に利用することにより、時間軸補正
（ジッタの補正）を行っていた。

しかし、ＭＵＳＥ方式は元々衛星放送用の帯域圧縮技術
として開発されたものであるから、Ｓ／Ｎ比を稼ぐため
に、映像信号レベル内に同期信号レベルが有る正極同期
方式が採用されている。従って、現行のＮＴＳＣ方式の
如く振幅分離によって同期信号を検出することが困難で
ある。さらに、ＭＵＳＥ信号にはカラーバースト信号に
相当するものが設けられていない。

そこで、パイロット信号（パイロットキャリア）をＭＵ
ＳＥ信号に重畳し、このパイロット信号に基づいて時間
軸補正を行う技術が開発された。ここで、パイロット信
号の周波数ｆ９は、水平同期信号周波数ｆ　、４（−３
３，７５ｋ　Ｈｚ）とインタリーブ関係になるように（
画面上に縦縞状のノイズが発生せぬように）半整数倍の
値にすると好適であるから、 ｆ　、＝　（１３５／２）　ｆ　、！＝　２．２７８１
２５Ｍ　Ｈｚ　　−＝式（＋）なる周波数が選択されて
いる。また、パイロット信号のレベルは、再生出力にビ
ート等を発生さけないように、ＦＭ変調されたＭＵＳＥ
信号に対して一２０ｄＢ以下に設定される。

このパイロット信号を用いた時間軸補正技術を簡単に説
明する。まず、ＭＵＳＥ信号からパイロット信号を分離
し、分離したパイロット信号からｆ　ｗ＝　４８０　ｆ
　Ｈ＝　１８．２Ｍ　Ｈｚ　　　　　”’　”’式（２
）なる書込み周波数ｆ、を有する書込み信号を生成し、
この書込み信号に同期してＭＵＳＥ信号をサンプリング
する。ここで、ＭＵＳＥ信号から分離したパイロット信
号には、ＭＵＳＥ信号にも含まれる回転系等に発生した
ジッタが含まれているから、これから生成された書込み
信号にもジッダが含まれている。サンプリングされたＭ
ＵＳＥ信号は、書込み信号に同期して順次メモリに書込
まれる。次に、水晶発信器等を用いて ｆ　Ｒ＝　ｆ　Ｗ＝　１６．２Ｍ　Ｈｚ　　　　　　　
−・−式（３）なる読出し周波数１゛８を有する読出し
信号を生成し、この読出し信号に同期して上記メモリの
内容を読出すとともにＤＡ変換する。この読出し信号に
はジッタが含まれていないから、メモリから読出されＤ
Ａ変換され１こＭＵＳＥ信号はジッタか除去された状態
になる、というものである。

ところで、上述した技術は、パイロット信号（あるいは
書込み信号）のジッタとＭＵＳＥ信号のジッタとが完全
に同期していることを前提としている。しかし、実際に
はパイロット信号のジッタとＭＵＳＥ信号のジッタとは
完全に同期しないことが知られている。この理由を以下
説明する。

（ｉ）まず、ＭＵＳＥ信号はハイビジョン信号に比較し
て帯域圧縮されているものの比較的広い帯域（約８ＭＨ
ｚ）を有している。したがって、ビデオディスクの記録
（カッティング）および再生等の伝送系に対し完全な線
形特性を付与することが困難である。そして、伝送特性
が非線形であれば、パイロット信号のレベルをきわめて
小（−２０ｄＢ以下）とし１こことにより、パイロット
信号かＭ　［Ｊ　Ｓ　Ｅ信号の影響を受けて位相変調さ
れ、これによる新ｒこな位相歪かパイロット信号に発生
する。

（１１）パイロット信号のレベルをきわめて小とし１こ
ことにより、そのＳ／Ｎ比は必然的に低下する。

これにより、上記（ｉ）の位相歪か無かったと仮定して
も、パイロット信号に位相誤差か付与される。

（山）パイロット信号から書込み信号を生成するには、
−船釣にはＰＬＬ　（フェーズロックドループ）回路が
使用される。そして、このＰＬＬ回路において、パイロ
ット周波数ｆ９の変化に追従して書込み周波数ｆ、が変
化する。しかし、パイロット周波数ｆ、が変化した際、
書込み周波数ｆ８がパイロット周波数ｆ２に完全に同期
するまでにある程度の追従期間を要する。すなわち、こ
の追従期間中においては、書込み信号がＭＵＳＥ信号に
同期しない。

上記（ｉ）〜（山）の理由により、単にパイロ・ノト信
号に位相同期させた書込み信号には、回路構成によって
も異なるが、最大６０ｎｓｅｃ（１２，６ＭＨｚの書込
み信号の１クロツク）程度のジッタが残留する。したが
って、この書込み信号は、サンプル値伝送を前提とした
ＭＵＳＥ信号のサンプル点に同期しなくなり、結局、Ｄ
Ａ変換されたＭＵＳＥ信号には波形歪が伴うこととなる
。

上述した事情に鑑み、以下のように種々の時間軸補正技
術が提案されている。

■特開平１−９５６８１号公報に示された技術によれば
、まず、ビデオディスク読出し用のレーザ光の経路中に
ジッタ補正ミラーを設け、このジッタ補正ミラーをパイ
ロット信号の位相変動に基づいて駆動することにより粗
い時間補正を行っている。さらに、ビデオディスクプレ
ーヤに接続されたＭＵＳＥデコーダにおいて再生ＭＵＳ
Ｅ信号の水平同期信号の位相変動を検出し、この検出結
果をジッタ補正ミラーの駆動回路にフィードバックする
ことによって高精度なジッタの補正を行っている。

■１９８８年テレビジョン学会全国大会８−１９におい
ては、ビデオディスクプレーヤで除去できなかったジッ
ダをＭ　Ｕ　Ｓ　Ｅデコーダにおいて取り除く技術が提
案されている。具体的には、ジッタの大きさを再生ＭＵ
ＳＥ信号の水平同期信号の位相誤差から検出しくこの点
においては上述の従来技術■と同じである）、その検出
結果に基づいて、ＭＵＳＥ信号のサンプリングのための
ＡＤコンバータのサンプリングクロックの位相を制御す
る。さらに、上記ＡＤコンバータの後段に、３段に直列
接続されたレジスタを設け、これらレジスタの動作クロ
ックの位相を制御しつつ順次サンプリング結果をラッチ
することによりジッタを補正する、というものである。

「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述の従来技術■によれば、パイロット信号
および水平同期信号によってジッダの検出を行っている
が、ジッタの補正手段としてはジッタ補正ミラー１個を
有するだけである。したがって、必然的にループ利得が
大となり、その動作が不安定となることを避けることが
困難であるという不具合があった。また、ジッダ補正を
機械的構成によって行うことにより、精度および耐久性
に劣るという欠点があった。

また、従来技術■によれば、Ｍ　Ｕ　Ｓ　Ｅデコーダの
構成がきわめて複雑となり、高価となる欠点があった。

本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、ジ
ッダを的確に除去しうるとともに安定性に優れ、かつ、
安価に製造し得る映像信号の時間軸補正回路を提供する
ことを目的としている。

「課題を解決するための手段」 本発明は上記課題を解決するため、同期信号を含む主信
号と所定周期の第１のパイロット信号とが重畳されて成
る映像信号を再生する際に、前記主信号を前記主信号に
追従した書込みクロックと同期することにより一時記憶
し基準クロックにより読出すことによって回転系等によ
る位相歪を取り除く時間軸補正回路において、信号分離
後に新たに発生した位相歪を付与された前記第１のバイ
ロフト信号から前記新たに発生した位相歪の高周波成分
を除去し、これを第２のパイロット信号として出力する
第１の位相歪補正手段と、前記主信号から前記同期信号
を抽出するとともに前記同期信号と前記第２のパイロッ
ト信号との位相差を検出し、この位相差が小となるよう
に前記第２のパイロット信号を位相変調し、書込みクロ
ックとして出力する第２の位相歪補正手段とを具備する
ことを特徴としている。

「作用」 まず、第１の位相歪補正手段は第１のパイロット信号か
ら位相歪の高周波成分を除去し、これを第２のパイロッ
ト信号として出力する。

次に、第２の位相歪補正手段は、主信号から同期信号を
抽出するとともに、この同期信号と第２のパイロット信
号との位相差を検出し、この位相差が小となるように第
２のパイロット信号を位相変調する。したがって、位相
歪の残留成分が第２の位相歪補正手段によって除去され
る。

「実施例」 次に、本発明の一実施例を１１図を参照し説明する。

Ａ、ＭＵＳＥ信号再信号再生成 まず、ＭＴＪＳＥ信号を再生するための基幹となる構成
について説明する。第１図においてｌは、ＦＭ変調され
たＭＵＳＥ信号を記録したビデオディスクであり、スピ
ンドルモータ１７によって所定速度で回転駆動される。

２はピックアップであり、ビデオディスク１のトラック
にレーザ光を放射し反射光を検出することによってＦＭ
変調されたＭＵＳＥ信号を読出す。このＦＭ変調された
ＭＵＳＥ信号はヘッドアンプ３で増幅され、）（ＰＦ’
（バイパスフィルタ）４、ＲＦイコライザ５を順次介し
て波形成型され、ＦＭ復調回路６においてＰＭ復調され
る。

次に、ＦＭ復調回路６から出力されたＭＵＳＥｉ号はＬ
ＰＰ　（ローパスフィルタ）７を介してＡＤＣ（アナロ
グ／デジタル・コンバータ）８に供給される。一方、Ａ
ＤＣ８には、位相変調回路２７から書込み信号ＷＣＫが
供給される。この書込み信号ＷＣＫは、ｒ、＝　＋　６
．２ＭＨｚ（式（２）参照）の周波数を有しており、こ
れに同期してＭＵＳＥ信号がサンプリングされる。そし
て、このサンプリング結果は順次メモリ９に供給される
。また、メモリ９にも位相変調回路２７から書込み信号
ＷＣＫか供給されており、これに同期してＭＵＳＥ信号
のサンプリング結果か順次書込まれる。

次に、１３は基準クロック発振器であり、書込み信号Ｗ
ＣＫと同一周波数であってジッタを含まない続出し信号
ＲＣＫを出力する。この続出し信号ＲＣＫに同期して、
メモリ９の内容が書込まれた順に読出され、続出された
結果がラッチ回路１０にラッチされる。そして、ラッチ
回路■０の出力信号はＤＡＣ（デジタル／アナログ・コ
ンバータ）１１を介してアナログ信号に変換され、ＬＰ
Ｆ（低域通過フィルタ）１２を介してＭＵＳＥ信号とし
て出力される。

Ｂ、スピンドルモータ駆動系の構成 次に、スピンドルモータ１７を定速回転させるための構
成について説明する。

まず、１８はパイロット検出回路であり、ヘットアンプ
３の出力信号から周波数ｆｐ（式（１）参照）のパイロ
ット信号を抽出して出力する。

このパイロット信号は分周回路３６を介して所定周波数
に変換され、位相比較回路１５の一入力端に供給される
。一方、基準クロック発振器１３から出力されｆこ続出
し信号ＲＣＫは、分周回路１４を介して上記所定周波数
に変換され、位相比較回路１５の他入力端に供・給され
る。

次に、位相比較回路１５は、分周回路３６．１４の出力
信号の位相差を検出し、モータトライバ１６に供給する
。そして、モータドライバ１６は、この位相差が小とな
るようにスピンドルモータ１７の回転速度を調節する。

これにより、スピンドルモータ１７の回転速度か、読出
し信号ＲＣＫに同期して一定となる。

Ｃ，ＰＬＬ回路２０の構成 次に、ＰＬＬ回路２０等によるジッタ補正の詳細を説明
する。

まず、パイロット検出回路１８から出力された周波数ｆ
Ｐのパイロット信号は、分周回路１９を介して１８分周
され、位相比較回路２１の一入力端に供給される。すな
わち、分周回路１９の出力信号の周波数は、 ｆ　ｐ／　１８＝　１２６．５６２５ｋ　Ｈｚ　　　　
　・−−式（４）となる。なお、詳細は後述するが、こ
れと同一周波数の信号が分周回路２５からも出力される
。そして、分周回路２５の出力信号か位相比較回路２１
の他入力端に供給されると、雨音の位相差を示す信号θ
、が位相比較回路２５から出力される。

この信号θ、は、ループフィルタ２２を介して高周波成
分が除去され、電圧信号ｖ６としてｖＣＯ（ｌｉ圧制御
型発振器）２３に印加される。ｖＣ０２３は９７．２Ｍ
Ｈｚの発振器であり、上記電圧信号Ｖａによって発振周
波数が微調節される。次に、ＶＣＯ２３の出力信号は、
分周回路２４を介して６分周され、その周波数が１６．
２Ｍ　Ｈｚとなる。次に、分周回路２４の出力信号は分
周回路２５を介して１２８分周され、その周波数か１２
６．５６２５ｋ　ＨＺとなって、位相比較回路２１の他
入力端に供給される。この周波数は分周回路１８の出力
信号の周波数に等しい（式（４）参照）。また、両信号
に位相差があると、この位相差が信号θ、とじて位相比
較回路２１から出力され、ループフィルタ２２、ＶＣ０
２３を順次弁して位相が一致するように制御される。こ
のように、上述した各構成要素２１〜２５は、ＰＬＬ−
（フェーズ・ロックド・ループ）回路２０を構成してい
る。

ところで、パイロット検出回路１８を介して抽出される
パイロット信号の周波数は、常にパイロット周波数ｒｐ
（式（１）参照）に一致するものではなく、種々の要因
によるジッタを含んでいる。

このジッタは、 （ｉ）ビデオディスクｌの偏心あるいはスピンドルモー
タ１７の回転数の変動等に起因する成分（以下、ジッタ
（１）という）と、 （ｉｉ　）Ｍ　Ｌｔ　Ｓ　Ｅ信号の伝送系の非線形特性
によって、パイロット信号がＭＵＳＥ信号の影響を受け
て位相変調されて発生する成分（以下、ジッタ（１１）
という）と、 （ｉｉｉ）パイロット信号に付与された位相雑音による
成分（以下、ジッダ（山）という）ととから成っている
。

ジッダ（１）はＭＵＳＥ信号とパイロット信号とが共に
有するジッタてあり、機械的な要因によって発生するも
のであるから、比較的低い周波数を有している。一方、
ジッタ（１１）、（ｉｉｉ）はパイロット信号のみが有
するジッタであり、その時々のＭＵＳＥ信号のレベル若
しくは周波数スペクトルに起因し、またはランダムに発
生するものであるから、比較的低い周波数から高い周波
数に亙っている。そして、上述のＰＬＬ回路２０は書込
み信号ＷＣＫをジッタ（ｉ）に同期させつつジッダ（１
１）、（ｉｉｉ）を除去する必要があるから、ジッタ（
１）の成分である低周波のジッタを残留させるようにル
ープフィルタ２２の時定数が設定されている。これは、
ＰＬＬ回路２０においてジッタ（１）の多くを除去する
と、書込み信号ＷＣＫをＭＵＳＥ信号に同期させること
が困難となるからである。

したがって、ＰＬＬ回路２０の出力信号（以下、信号Ｗ
ＣＫ’という）には、ノック（ＩＩ）、（ｉｉｌ）の一
部か除去されずに残留している。さらに、パイロット周
波数ｆｐが変化した際、ＰＬＬ回路２０において書込み
信号ＷＣＫがパイロット信号に完全に同期するまでに所
定の追従期間を要するから、これに起因する低周波成分
のジッタ（以下、ノック（１〜）という）が新ｆこに付
加される。

しかし、ループフィルタ２２において少なくとも高周波
のノックを除去したことにより、ジッタの大きさを書込
み信号ＷＣＫ　（１６，２ＭＨｚ）の１周期（以下、ｌ
クロックという）以内に収めることができる。

ここて、ＰＬＬ回路２０の出力信号ＷＣＫ’とパイロッ
ト信号との位相関係を第５図に示す。まず、信号ＷＣＫ
’の周波数は書込み周波数ｆ１に等しく　１６．２Ｍ　
Ｈｚであることは上述の通りであり、一方、パイロット
周波数ｆｐは２．２７８１２５Ｍ　Ｈｚである（式（＋
）参照）から、パイロット信号の９周期が信号ＷＣＫ’
の６４周期に等しい。したがって、時刻ｔｌにおけるパ
イロット信号の立上りと信号ＷＣＫ’の立上りとのタイ
ミングか一致しｒことすると、次にパイロット信号の９
周期が経過した時刻ｔｌｏに達するまで、このタイミン
グか一致しない。すなわち、ＰＬＬ回路２０において、
信号ＷＣＫ’の立上りか時刻ｔ　ｌ”’−ｊ　ｓの何れ
のタイミングにロックされるかによって、信号ＷＣＫ’
の位相か９通りの値を取り得、信号ＷＣＫ’のタイミン
グがＭＵＳＥ信号のサンプリングタイミングに一致する
保証かないことが解る。この点について詳細は後述する
が、位相ソフト回路２６において水平同期信号の位相に
基ついて信号ＷＣＫ“の位相が４０°、８０°、・・・
・・２８０°あるいは３２０°だけシフトされ、タイミ
ング外れを防止している。

また、位相ソフトされた信号ＷＣＫ”は、さらに位相変
調回路２７においてジッタが除去され、書込み信号ＷＣ
Ｋとして出力される。

Ｄ、ＨＤ位相誤差検出回路３０の構成 次に、ＨＤ位相誤差検出回路３０の構成を説明する。

■フレーム同期検出回路３５ まず、ＡＤＣ８において、書込み信号ＷＣＫに同期して
ＭＵＳＥ信号がサンプリングされ、サンプリング結果が
メモリ９に書込まれるとともにフレーム同期検出回路３
５に供給される。

ここで、ＭＵＳＥ信号の信号方式は、周知の通り第６図
のようになっており、ラインＮｏ、１およびＮｏ、２に
設けられたフレームパルスは第７図（イ）に示すように
なっている。フレーム同期検出回路３５は、このフレー
ムパルスを検出すると、フレームパルス点（第７図（イ
）参照）に同期したフレーム同期検出信号を水平同期検
出回路３４に供給する。また、ＡＤＣ８においてサンプ
リングされたＭＵＳＥ信号はフレーム同期検出回路３５
を介して水平同期検出回路３４にも供給される。

■水平同期検出回路３４ ＭＵＳＥ信号の水平同期信号（Ｉ（Ｄ）は、第６図に示
すように、各ラインの最初の１２クロツクに設けられて
いる。したがって、フレーム同期検出回路３５からフレ
ーム同期検出信号が出力されると、これに基づいて、以
後のラインにおける水平同期信号（ＨＤ）の出力される
タイミングが予測できる。水平同期検出回路３４は、上
記フレーム同期検出信号に基づいて、ＭＵＳＥ信号の各
ラインの先頭部に設けられた水平同期信号を検出し、こ
れを位相誤差検出回路３３に供給する。

ここで、水平同期信号の波形は第７図（ロ）に示す通り
であり、映像信号の５０％のレベルを有し、ライン毎に
極性が反転している。また、水平位相基準点は、第６番
目のクロックに位置している。

■位相誤差検出回路３３ 次に、位相誤差検出回路３３は、水平同期信号と書込み
信号ＷＣＫとの位相誤差（ジッタ）を検出して出力する
。その詳細を以下説明する。

まず、書込み信号ＷＣＫに金くジッタが含まれていない
場合において、第４番目のクロックにおけるＭＵＳＥ信
号のレベルを°ａ　１第６番目のクロックにおけるレベ
ルを“ｂ″、第８番目のクロックにおけるレベルを“Ｃ
′とすると、第７図（ロ）から明らかなように、 ａ＋Ｃ ｂ　−−Ｔ−、＝　０　　　　　　　　・・・・・式（
５）が成立する。一方、書込み信号ＷＣＫにジッタが含
まれている場合においては、式（５）の右辺が「０」と
ならず、そのジッタに比例した値になることが判る。す
なわち、 ご　千　〇 （ジッタ）＝±（ｂ−２）　・・・・・式（６）なる計
算によって、ジッタの大きさを求めることができる。な
お、式（６）において、右辺の“±”の符号は、水平同
期信号の極性とともに１ライン毎に変化する。

■その他の構成 位相誤差検出回路３３を介して検出されたジッダの値は
、ラッチ回路３２にラッチされた後、ＤＡＣ３１を介し
て電圧信号ＶＴに変換されて出力される。

このように、各構成要素３１〜３５は、書込み信号ＷＣ
ＫとＭＵＳＥ信号の水平同期信号（）（Ｄ）との位相誤
差（ジッダ）を検出し、この位相誤差を電圧信号Ｖｔと
して出力するＨＤ位相誤差検出回路３０を構成している
。

Ｅ０位相シフト回路２６の構成 次に、電圧信号Ｖ丁は、ＬＰＦ　２８を介してその直流
成分（以下、電圧信号Ｖ丁’という）が抽出され、この
電圧信号Ｖア°か位相シフト回路２６に供給される。こ
こで、位相シフト回路２６の詳細を第２図を参照し説明
する。

まず、ＰＬＬ回路２０（１３ｉ！ｌ示せず）から出力さ
れた信号ＷＣＫ’は、８個の遅延回路４１〜４ｇ（遅延
回路４３〜４６は図示路）を順次弁してＡＮＤ回路５８
の一入力端に供給される。ここで、各遅延回路４１〜４
８の遅延時間ＴＤは、書込み信号ＷＣＫの周期Ｔの１／
９になるように設定されている。また、５０〜５７もＡ
ＮＤ回路であり（ＡＮＤ回路５２〜５５は図示路）、こ
れらの各−入力端（図上、上側の入力端）が各遅延回路
４１〜４８の入力端に順次接続されている。また、６０
はＯＲ回路であり、各ＡＮＤ回路５０−５８の出力信号
の論理和を出力する。ここで、各ＡＮＤ回路５０〜５８
の各−入力端に供給される信号を信号Ｓ。−５８とする
と、これらの信号の波形図は第３図に示すようになる。

一方、ＬＰＰ２８を介して供給された電圧信号ＶＴ゛は
、位相差検出回路６２に供給される。位相差検出回路６
２は、電圧信号ＶＴ’から水平基準位相点の位相誤差を
検出し、検出結果を位相コントロール回路６１に供給す
る。位相コントロール回路６１は、この位相誤差の検出
結果に基づいて、ＡＮＤ回路５０〜５８の何れか一つの
他入力端（図上、下側の入力端）に“ｌ”信号を供給し
、他のＡＮＤ回路の他入力端に“０”信号を供給する。

すなわち、位相誤差が「０°」の場合にはＡＮＤ回路５
０の他入力端に“１”信号が供給され、位相誤差が「４
０°」の場合にはＡＮＤ回路５１の他入力端に“ｌ”信
号が供給され、以下同様に位相誤差が「４０°」づつ大
となる毎に後段のＡＮＤ回路５２〜５８の他入力端に“
ｌ”信号が供給される。

したがって、例えば位相差検出回路６２の検出した位相
誤差が「３２０°」であったとすると、位相コントロー
ル回路６１からＡ　Ｎ　Ｄ回路５８の他入力端に“ｌ”
信号が供給され、他のＡＮＤ回路の各他入力端には“０
”信号が供給される。これにより、遅延回路４１〜４８
を順次介して８Ｔ／９（３２０°）だけ遅延した信号Ｗ
ＣＫ’は、信号Ｓ、としてＡＮＤ回路５８の一入力端に
供給され、ＡＮＤ回路５８、ＯＲ回路６０を順次介して
位相変調回路２７に供給される。以下、ＯＲ回路６０か
ら出力される信号Ｓ、−Ｓ、を総称して信号ＷＣＫ”と
いう。

Ｆ３位相変調回路２７の構成 次に、第４図を参照し位相変調回路２７の構成を説明す
る。図において２７ｉ、２７ｂ、・・・・・２７ｎは、
ｎ個のＣＭＯＳタイプのインバータであり、順次直列に
接続されている。インバータ２７ａには信号ＷＣＫ”が
入力され、インバータ２７ｎの出力信号は、書込み信号
ＷＣＫとして出力される。また、電圧信号Ｖアはループ
フィルタ２９に入力され、適切な時定数で積分されてた
後、電圧信号Ｖ’ｒ”として出力される。電圧信号ＶＴ
”は、これらインバータの電源入力端ＶＤＤに電源電圧
として印加されている。−船釣なＣＭＯＳタイプのイン
バータにおいては、信号が通過する際の遅延時間を有す
るが、この遅延時間の大半は内部キャパノタンスの充電
時間である。したかりて、電源電圧か大となれば充電時
間が小となり、遅延時間も小となる。すなわち、電圧信
号ＶＴ”か大となれば書込み信号ＷＣＫの位相が進み、
逆に電圧信号ＶＴ”が小となれば書込み信号ＷＣＫの位
相が遅れる。

このように、第４図の構成によれば、信号ＷＣＫ”の有
するジッタが除去され、これが書込み信号ＷＣＫとして
水平同期信号の位相と一致するように制御され出力され
ることか判る。すなわち、ＰＬＬ回路２０において残留
したジッタ（ｉｉ　）、（ｉｉｉ　）およびＰＬＬ回路
２０において新たに付加されたノック（ｉｖ）は、位相
シフト回路２６および位相変調回路２７を順次介して除
去される。これにより、書込み信号ＷＣＫに残留するジ
ッタを１０ｎｓｅｃ程度に抑制することが可能であり、
単にパイロット信号に位相同期させて得られた書込み信
号と比較して、ジッダの大きさを１／６程度に抑制する
ことが可能である。

Ｇ　まとめ 上述のように、位相変調回路２７から出力され１こ書込
み信号ＷＣＫによってＡＤＣ８のサンブリノブのタイミ
ングが決定され、そのサンプリング結果が１−（Ｄ位相
誤差検出回路３０に供給されると書込み信号ＷＣＫの位
相誤差が電圧信号■アとして出力され、この電圧信号Ｖ
Ｔがループフィルタ２９を介して位相変調回路２７に供
給される。これにより、上記各構成要素８，３０．２９
および２７はＰＬＬ回路を構成していることが判る。ま
１こ、その航段にはＰＬＬ回路２０が設けられている。

したがって、本実施例においては、書込み信号ＷＣＫの
位相制御のための独立した二のＰＬＬ回路を具備してお
り、−のＰＬＬ回路のループゲインを小とすることがで
きるから、動作が安定である。また、これによってパイ
ロット信号のレベルを小とすることができ、再生映像お
よび音声信号に対するパイロット信号による悪影響を小
とすることができる。また、ジッダ補正をビデオディス
クプレーヤ内部で完結することができ、Ｍ　Ｕ　Ｓ　Ｅ
デコーダ等の外部機器に負担をかけることもない。

さらに、ジッタ補正において機械的な手段を使用してい
ないことにより、安定性、耐久性に優れている。

「発明の効果」 以上説明したとおり本発明によれば、第１のパイロット
信号に付与された位相歪の高周波成分を除去する第１の
位相歪補正手段と、主信号から同期信号を抽出するとと
もに同期信号と第２のパイロット信号との位相差を検出
しこの位相差が小となるように第２のパイロット信号を
位相変調することによって位相歪の残留成分を除去する
第２の位相歪補正手段とを具備するから、両位相歪補正
手段における補正量を相対的に小とすることができ、位
相歪を的確に除去し得るとともに回路の安定性に優れて
いる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のビデオディスクプレーヤの
ブロック図、第２図は位相シフト回路２６のブロック図
、第３図は第２図における各部の波形図、第４図は位相
変調回路２７の回路図、第５図はＰＬＬ回路２０の各部
の波形図、第６図はＭＵＳＥ信号の信号方式を示す図、
第７図（イ）（ロ）はＭ　Ｕ　Ｓ　Ｅ信号の各部の波形
図である。 ８・・・・・・アナログ／デジタルコンバータ（第２の
位相歪補正手段）、２０・・・・・・ＰＬＬ回路（第■
の位相歪補正手段）、２７・・・・・・位相変調回路（
第２の位相歪補正手段）、２つ・・・・・ループフィル
タ（第２の位相歪補正手段）、３０・・・・・・ＨＤ位
相誤差検出回路（第２の位相歪補正手段）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 同期信号を含む主信号と所定周期の第１のパイロット信
   号とが重畳されて成る映像信号を再生する際に、前記主
   信号を前記主信号に追従した書込みクロックと同期する
   ことにより一時記憶し基準クロックにより読出すことに
   よって回転系等による位相歪を取り除く時間軸補正回路
   において、信号分離後に新たに発生した位相歪を付与さ
   れた前記第１のパイロット信号から前記新たに発生した
   位相歪の高周波成分を除去し、これを第２のパイロット
   信号として出力する第１の位相歪補正手段と、 前記主信号から前記同期信号を抽出するとともに前記同
   期信号と前記第２のパイロット信号との位相差を検出し
   、この位相差が小となるように前記第２のパイロット信
   号を位相変調し、書込みクロックとして出力する第２の
   位相歪補正手段とを具備することを特徴とする映像信号
   の時間軸補正回路。