JPH04305869A - ドロップアウト補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の目的］

【０００２】

【産業上の利用分野】この発明は、磁気記録再生装置に
おけるドロップアウト補正回路に関する。

【０００３】

【従来の技術】家庭用ビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）
における回転磁気ヘッドによるＦＭ記録されたＨｉＦｉ
音声の再生システムでは映像信号と同様、記録波長が短
く、トラック幅も狭いので磁気テープの磁性層のギス、
突起、ごみ等の小さな欠陥も再生ＦＭ信号のドロップア
ウトとなり易い。ドロップアウトがあったとき、ＦＭ復
調器では大きなノイズを発生することになり、高品位で
あるべきＨｉＦｉステレオ音声にとって著しい欠点とな
る。このためドロップアウトを検出して何らかの補正を
施す必要がある。音声信号は映像信号のようにライン相
関等の近似予測が成り立たないため、ＦＭ復調信号にお
いてドロップアウト検出と同時に直前の電位をドロップ
アウトの区間にわたってそのまま保持する前値ホールド
方式がとられてきた。

【０００４】図５は従来の前値ホールド式のドロップア
ウト補正回路を示すものである。再生時入力端子１に入
力されたＦＭ信号はＦＭ復調器３で復調後、４−１端子
に選択されているスイッチ４とバッファ６それにＦＭデ
ィエンファシス７を経て出力端子２より復調信号として
出力する。ＦＭ信号は絶えず振幅検波しており、これに
よりドロップアウトが検出されるとスイッチ４はドロッ
プアウトを補正する４−２端子に接続し、コンデンサ５
にホールドしたドロップアウト直前の信号電位はバッフ
ァ６とＦＭディエンファシス７を介して出力する。

【０００５】図５中点線で示すのはスイッチングノイズ
補正回路１７である。家庭用ＶＴＲのＦＭ音声は２つの
回転ヘッドを交互に切り換えて記録／再生するシステム
であり、ヘッド切換時にＦＭの位相不連続が発生し、そ
の度にパルス状の復調ノイズを発する。このノイズを補
正する回路１７は、現在では一般的となっている直線補
間方式によるものである。すなわち、傾き検出器８で復
調信号の傾きを検出し、ドロップアウト時にサンプルホ
ールド９でホールドする。これを電圧−電流変換器１０
で電流に変換し、スイッチ４を４−３端子に切り換えて
ホールドコンデンサ５へ流し込むことにより直線補間が
行える、というものである。

【０００６】このような前置ホールド式によるシステム
はドロップアウト時間が復調信号の１周期に比べ十分に
短い場合は有効であるが、ドロップアウトの区間が長い
とき問題が生じる。図３を用いてこの問題点について説
明する。図３において、復調信号が低い周波数のとき、
ドロップアウトの区間は信号の周期に比べ十分短い場合
が多く、ＦＭディエンファシス後の波形にもノイズはほ
とんど乗らない。これに対し復調信号が高い周波数のと
き、ドロップアウトの区間は信号の周期に比べ長くなる
ことも多くあり、時に何周期にも及ぶこともある。この
場合、単なる前置ホールド回路では図３のようにディエ
ンファシス後に大きなパルス状のノイズＮを発生させる
ことになる。この場合の前置ホールド補正は補正区間に
信号の代わりに矩形波を重畳することに等しく、ドロッ
プアウト区間が長いほどその低周波成分が増すため、信
号のディエンファシス量に比べ矩形波パルスの減衰量が
少なくなり、大きなパルスノイズとして出力されること
になる。このようなパルスノイズは信号のピーク付近で
ドロップアウトが起ったときに特に大きくなる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記従来のドロップア
ウト補正回路はドロップアウトを補正するため単なる前
置ホールドで行っていたため、再生信号の周波数が高い
ときドロップアウトの区間が信号の何周期にも及ぶこと
があり、ＦＭディエンファシス後の信号に大きなパルス
状のノイズを発生させていた。

【０００８】この発明は、再生信号の種類やドロップア
ウトの長さにかかわらず、パルス状のノイズの小さいド
ロップアウトの補正を行うことを目的としている。

【０００９】［発明の構成］

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明のドロップアウ
ト補正回路は、再生信号の傾き検出と、そのピーク値を
保持する回路とを備え、再生信号のドロップアウトが検
出されたときに、保持しているピーク値を利用して、そ
の時の信号電位より信号の最大傾斜で中心電位に向かっ
て直線補間し、中心電位に達するとこの電位を維持し続
け、再生信号の回復を検出して中断するまでこれを続け
るようにしたものである。

【００１１】

【作用】上記した手段により、再生信号が低い周波数の
ときは小さな傾斜で、高い周波数のときは急な傾斜で、
と信号の最大スルーレートに応じた傾きで中心電位に収
束させるため、補正区間の平均電位はドロップアウト区
間の長短に拘らず、ドロップアウトのないときと同様と
なる。従って大きなパルスノイズを発生することがない
。

【００１２】

【実施例】以下、この発明について図面を参照して詳細
に説明する。

【００１３】図１はこの発明の一実施例を示すものであ
り、図６と同一部分には同一の符号を付して説明する。 図１は、傾き検出器８で検出した信号のスルーレートの
ピーク値を保持しておくピークホールド回路１１と、そ
の保持電圧に応じて決まる正負の２つの電流を生成する
電圧電流変換回路１２、１３と、復調出力信号の電位を
中心電位Ｖｒｅｆ　と比較するコンパレータ１４と、最
大スルーレートに応じた値で出力される正負の電流をコ
ンパレータ１４の出力に応じて選択するスイッチ１５と
を付加したところが図６と異なる。

【００１４】図１の動作を説明するにあたり、復調信号
が図５に示すようにピークにさしかかる手前付近のＡ点
で長いドロップアウトが発生したとし、このときのホー
ルドコンデンサ５端の波形を考える。傾き検出器８は一
般のＶＴＲにおける直線補間システムを採用しているス
イッチング補正回路に備わっており、具体的には微分回
路が使われている。この実施例の傾き検出器８はスイッ
チング補正のほかにはドロップアウト補正にも使用し、
傾き検出器８の出力をホールドする。このときの傾き検
出器８は復調信号の最大スルーレートである第５図のＢ
点をホールドすることになる。コンパレータ１４はＡ点
の中心電位Ｖｒｅｆ　に対する正負を判別する。この場
合、コンパレータ１４は正を判別し、スイッチ１５は負
の電圧電流変換回路１３を選択する。このとき、スイッ
チ４はＤＯＣ補正端子の位置にあるので、電圧電流変換
回路１３はホールドコンデンサ５を図５のＡ→Ｃ点に示
すように一定傾斜で放電させ、その傾斜の絶対値を保持
しているＢ点での傾斜と等しくなるように電圧電流変換
のトランスコンダクタンスとホールドコンデンサのキャ
パシタンスとの値を設定してある。コンデンサ５の放電
が進み図５のＣ点に達して中心電位Ｖｒｅｆ　と等しく
なり、これを越えて負の電位になろうとすると、コンパ
レータ１４の出力が反転する。スイッチ１５は正の電圧
電流変換回路１２を選択し、コンデンサ５を充電させよ
うとするが、コンデンサ５端は正の電位に戻るように制
御する。

【００１５】このように、ドロップアウト区間にコンデ
ンサ５端の電位が中心電位Ｖｒｅｆ　に達すると、コン
デンサ５→バッファ６→コンパレータ１４→スイッチ１
５→スイッチ４→コンデンサ５の経路でコンデンサ端の
電位を中心電位Ｖｒｅｆ　に維持しようとする負帰還動
作が始まり、実際にはスイッチ１５はニュートラルの状
態となり、コンデンサ５は中心電位Ｖｒｅｆ　の電位を
維持し続ける。

【００１６】ここで、この発明と従来の前値ホールドの
場合と比較してみる。

【００１７】今、再生信号の波形を振幅Ａ、角周波数ω
、位相角θｏ　の正弦波、すなわち、Ａｓｉｎ　（ωｔ
　＋θｏ　） とし、ｔ＝０　でドロップアウトが発生し、ｔ＝ｔｅま
で続いたとする。この時、補正波形と信号波形との差を
ドロップアウトの全区間で積分した値を計算する。従来
の前値ホールドは補正波形が、 ０　≦ｔ＝ｔｅ：Ａｓｉｎ　θｏ だから誤差積分値Ｅｃ　は、

【００１８】

【数１】

【００１９】となる。これに対しこの発明における補正
波形は、 ■　０≦ｓｉｎ　θｏ　≦１　の場合、０≦ｔ≦ｓｉｎ
　θｏ　／ω：Ａｓｉｎ　θｏ　−Ａωｔｓｉｎ　θｏ
　／ω＜ｔ＜ｔｅ：０ ■−１≦ｓｉｎ　θｏ　＜０　の場合、０≦ｔ＜−ｓｉ
ｎθｏ　／ω：Ａｓｉｎ　θｏ　＋Ａωｔ−ｓｉｎθｏ
　／ω＜ｔ≦ｔｅ：０ である。図５のドロップアウトの場合は上記の■のケー
スであり、この時の誤差積分値ＥＮ　は、

【００２０】

【数２】

【００２１】

【数３】

【００２２】となる。この発明と従来を比較するため、
（１）、（２）、（３）式よりＥＮ　−Ｅｃ　を計算す
ると、

【００２３】

【数４】

【００２４】

【数５】

【００２５】となり、いずれの場合もＥＮ　＜Ｅｃ　と
なる。すなわち、　０≦ｓｉｎ　θｏ　≦１　の場合に
問題になる正のパルスノイズの発生は従来の前値ホール
ドに比べ、ドロップアウトの発生条件にかかわらず小さ
いことを意味する。これに対し−１≦ｓｉｎ　θｏ　＜
０　の場合も全く同様に計算できることは明らかで、結
果は（４）、（５）式の符号のみを逆にしただけで、あ
とは全く等しい値が得られる。この場合は常にＥＮ＞Ｅ
ｃ　となり、この場合に問題となる負のパルスノイズの
発生もやはりこの発明の方が小さいことがわかる。いず
れの場合においても（４）、（５）式からも明らかなよ
うに、ドロップアウト時間ｔｅ　が大きくなればなるほ
どＥＮ　とＥｃ　との差は大きくなり、この発明の方が
より確実にパルスノイズの発生を抑えていることがわか
る。

【００２６】図２は図１の要部を具体的な回路例を示し
たものである。ピークホールド回路１１はトランジスタ
Ｑ１　〜Ｑ５　で構成する帰還型回路を用いている。正
負の２つの電圧電流変換回路１２、１３は、その絶対値
を決める抵抗Ｒ３　だけで変換を行い、トランジスタＱ
５　のコレクタより電流を取り出す。コンパレータ１４
とスイッチ１５は変換電流の２倍をバイアス電流とする
トランジスタＱ９　、Ｑ１０の差動スイッチで実現し、
先の変換電流をトランジスタＱ８　により常にスイッチ
４を経てコンデンサ５へと充電するという形式にしなが
ら、信号の正の半周期ではその２倍の放電電流を加える
ことにより、同じ電流値で放電させることを実現してい
る。ドロップアウト区間中にコンデンサ５の電位が中心
電位Ｖｒｅｆ　と等しくなるとトランジスタＱ９　、Ｑ
１０はバランスし、その結果、トランジスタＱ８　によ
る充電電流とトランジスタＱ１２による放電電流は等し
くなる。このため、コンデンサ５への電流の出入りはな
く、この経路が負帰還ループとして安定に働き、コンデ
ンサ５端の電位を中心電位Ｖｒｅｆ　に保ち続ける。

【００２７】このように、スイッチングノイズ補正の傾
き検出器を利用することにより、図２の具体的な回路で
は２０素子程度の小規模の回路の追加だけで実現できる
。

【００２８】

【発明の効果】以上記載したように、この発明のドロッ
プアウト補正回路は簡単な回路構成によってドロップア
ウト補正に起因するパルス状のノイズの低減を可能にす
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を示す回路構成図である。

【図２】図１の要部を具体的に示した回路図である。

【図３】図２の要部の特性図である。

【図４】この発明と従来の回路動作を比較した波形図で
ある。

【図５】従来の回路図である。

【図６】図５の特性図である。

【符号の説明】

８………傾き検出器 １１………ピークホールド回路 １２、１３…電圧電流変換回路 １４………コンパレータ １５………スイッチ Ｖｒｅｆ　……中心電位

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　磁気テープに記録された信号から再生
   した再生信号の欠落を検出する第１の検出回路と、前記
   再生信号の傾きを検出する第２の検出回路と、前記再生
   信号のピーク電圧値を保持する保持回路と、この保持回
   路が保持した電圧に応じた所定の傾きを持つ補間信号を
   発生する信号発生回路と、前記再生信号の電位の中心電
   位に対する正負を判別する判別回路と、前記第１の検出
   回路が再生信号の欠落を検出したと同時に、その信号電
   位より信号の最大傾斜で中心電位に向かって直線補間し
   、中心電位に達するとこの電位を維持し、前記再生信号
   の回復を検出するまで以上の動作を行う手段とからなる
   ドロップアウト補正回路。
2. 【請求項２】　　再生信号の傾きを検出する第２の検出
   回路はスイッチング補正用の傾きを検出する回路と兼用
   してなることを特徴とする請求項１記載のドロップアウ
   ト補正回路。