JPH04338615A - インバータトランス - Google Patents
インバータトランスInfo
- Publication number
- JPH04338615A JPH04338615A JP3111930A JP11193091A JPH04338615A JP H04338615 A JPH04338615 A JP H04338615A JP 3111930 A JP3111930 A JP 3111930A JP 11193091 A JP11193091 A JP 11193091A JP H04338615 A JPH04338615 A JP H04338615A
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- JP
- Japan
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- primary winding
- winding
- core
- cores
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】［発明の目的］
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ電源に使用
されるインバータトランスに関する。
されるインバータトランスに関する。
【０００３】
【従来の技術】まず、図５及び図６を用いて、電子レン
ジ用のマグネトロンを駆動するインバータ電源の従来例
から説明する。
ジ用のマグネトロンを駆動するインバータ電源の従来例
から説明する。
【０００４】図５において、１は商用交流電源であり、
この商用交流電源１からの交流電圧がダイオードブリッ
ジ２で整流されたのち、チョークコイル３及び平滑コン
デンサ４で平滑されて直流電圧が得られるようになって
いる。５はスイッチング素子であり、スイッチング素子
５のコレクタ・エミッタ間に並列にフリーホイーリング
ダイオード６及び共振コンデンサ７が接続されて共振型
スイッチング回路が構成されている。８が高周波のイン
バータトランスであり、１次巻線９、２次巻線１２及び
フィラメント巻線１３が備えられている。直流電圧がイ
ンバータトランス８の１次巻線９を介してスイッチング
素子５のコレクタに供給されている。駆動回路１４から
の駆動信号によりスイッチング素子５がオン・オフされ
、直流電圧が周期的にスイッチングされて２０〜３０ｋ
Ｈｚ程度の高周波に変換される。このとき、共振型スイ
ッチング回路を構成するスイッチング素子５のコレクタ
・エミッタ間に図６（ｂ）に示すような正弦波状の共振
電圧が現われる。図６（ｂ）において、Ｔ１ はスイッ
チング素子５がオンしている期間、Ｔ２ はオフしてい
る期間である。正弦波状の高周波はインバータトランス
８の１次巻線９に供給され、１次巻線９には図６（ａ）
に示すような高周波電流が流れるようになっている。ま
た、２次巻線１２には、倍電圧コンデンサ１５と高圧整
流ダイオード１６で構成された倍電圧整流回路が接続さ
れている。倍電圧整流回路でインバータトランス８の２
次巻線１２に発生する高周波高電圧が倍電圧整流されて
直流高電圧が得られ、この直流高電圧がマグネトロン１
７のアノード・カソード間にアノード電圧として印加さ
れるようになっている。フィラメント巻線１３からのフ
ィラメント電圧は、マグネトロン１７のフィラメントに
供給されている。１８はマグネトロン１７のアノード電
流の平均値を検出するカレントトランスであり、その検
出電流値はインバータ制御回路１９に入力されている。 インバータ制御回路１９でマグネトロン１７への入力電
力が一定値に制御されるとともに、スイッチング素子５
の駆動タイミングが制御されるようになっている。
この商用交流電源１からの交流電圧がダイオードブリッ
ジ２で整流されたのち、チョークコイル３及び平滑コン
デンサ４で平滑されて直流電圧が得られるようになって
いる。５はスイッチング素子であり、スイッチング素子
５のコレクタ・エミッタ間に並列にフリーホイーリング
ダイオード６及び共振コンデンサ７が接続されて共振型
スイッチング回路が構成されている。８が高周波のイン
バータトランスであり、１次巻線９、２次巻線１２及び
フィラメント巻線１３が備えられている。直流電圧がイ
ンバータトランス８の１次巻線９を介してスイッチング
素子５のコレクタに供給されている。駆動回路１４から
の駆動信号によりスイッチング素子５がオン・オフされ
、直流電圧が周期的にスイッチングされて２０〜３０ｋ
Ｈｚ程度の高周波に変換される。このとき、共振型スイ
ッチング回路を構成するスイッチング素子５のコレクタ
・エミッタ間に図６（ｂ）に示すような正弦波状の共振
電圧が現われる。図６（ｂ）において、Ｔ１ はスイッ
チング素子５がオンしている期間、Ｔ２ はオフしてい
る期間である。正弦波状の高周波はインバータトランス
８の１次巻線９に供給され、１次巻線９には図６（ａ）
に示すような高周波電流が流れるようになっている。ま
た、２次巻線１２には、倍電圧コンデンサ１５と高圧整
流ダイオード１６で構成された倍電圧整流回路が接続さ
れている。倍電圧整流回路でインバータトランス８の２
次巻線１２に発生する高周波高電圧が倍電圧整流されて
直流高電圧が得られ、この直流高電圧がマグネトロン１
７のアノード・カソード間にアノード電圧として印加さ
れるようになっている。フィラメント巻線１３からのフ
ィラメント電圧は、マグネトロン１７のフィラメントに
供給されている。１８はマグネトロン１７のアノード電
流の平均値を検出するカレントトランスであり、その検
出電流値はインバータ制御回路１９に入力されている。 インバータ制御回路１９でマグネトロン１７への入力電
力が一定値に制御されるとともに、スイッチング素子５
の駆動タイミングが制御されるようになっている。
【０００５】図７は、上述のインバータトランス８の構
成例を示している。空気ギャップ２７を介して対向する
１対のコの次型フェライトからなるコア２５，２６、１
次巻線９を保持するボビン２８、２次巻線を保持するボ
ビン２０からなっている。１次巻線９は、そのほぼ中心
がギャップ位置となるように巻回されている。これは、
コア２５，２６の中を通る磁束が飽和したときに、１次
巻線９のインダクタンスが急激に低下してインバータ電
源回路の破壊を起さないようにするためである。なお、
図７には、フィラメント巻線は図示省略されている。
成例を示している。空気ギャップ２７を介して対向する
１対のコの次型フェライトからなるコア２５，２６、１
次巻線９を保持するボビン２８、２次巻線を保持するボ
ビン２０からなっている。１次巻線９は、そのほぼ中心
がギャップ位置となるように巻回されている。これは、
コア２５，２６の中を通る磁束が飽和したときに、１次
巻線９のインダクタンスが急激に低下してインバータ電
源回路の破壊を起さないようにするためである。なお、
図７には、フィラメント巻線は図示省略されている。
【０００６】インバータトランス８は、高周波で動作す
るため、コア２５，２６はヒステリシス損や、過電流損
が少なくなるように、材質としてケイ素鋼板ではなく上
述のようにフェライトが用いられて軽量化され、また小
型化が可能になっている。
るため、コア２５，２６はヒステリシス損や、過電流損
が少なくなるように、材質としてケイ素鋼板ではなく上
述のようにフェライトが用いられて軽量化され、また小
型化が可能になっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータトラ
ンスは、図８に示すように、１次巻線におけるギャップ
周りのコア・巻線間距離Ａとコア周りのコア・巻線間距
離Ｂが同じになっている。このため、コア内の磁束が増
してきて飽和状態に近づくとギャップ部から磁束が漏れ
だして１次巻線に交差するようになる。インバータトラ
ンスの１次巻線に流す電流は高周波電流であるため、こ
の漏れ磁束で１次巻線の一部が誘導加熱されて高温にな
り、巻線の耐熱温度を超えて破損に至るおそれがあると
いう問題があった。この対策として、従来は、発熱によ
る巻線間の絶縁破壊が起きないように、素線の耐熱温度
を上げるか、トランス冷却用ファンの冷却能力を増すこ
とが行われていた。しかし、電子レンジ等の大出力化な
どで１次巻線の誘導加熱は更に増し、一層高価な高耐熱
素線や大型の冷却ファン等が必要となってきている。
ンスは、図８に示すように、１次巻線におけるギャップ
周りのコア・巻線間距離Ａとコア周りのコア・巻線間距
離Ｂが同じになっている。このため、コア内の磁束が増
してきて飽和状態に近づくとギャップ部から磁束が漏れ
だして１次巻線に交差するようになる。インバータトラ
ンスの１次巻線に流す電流は高周波電流であるため、こ
の漏れ磁束で１次巻線の一部が誘導加熱されて高温にな
り、巻線の耐熱温度を超えて破損に至るおそれがあると
いう問題があった。この対策として、従来は、発熱によ
る巻線間の絶縁破壊が起きないように、素線の耐熱温度
を上げるか、トランス冷却用ファンの冷却能力を増すこ
とが行われていた。しかし、電子レンジ等の大出力化な
どで１次巻線の誘導加熱は更に増し、一層高価な高耐熱
素線や大型の冷却ファン等が必要となってきている。
【０００８】そこで、本発明は、１次巻線に対するギャ
ップからの漏れ磁束の影響を低減して誘導加熱による発
熱を抑えることのできるインバータトランスを提供する
ことを目的とする。
ップからの漏れ磁束の影響を低減して誘導加熱による発
熱を抑えることのできるインバータトランスを提供する
ことを目的とする。
【０００９】［発明の構成］
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、ギャップを介して対向する１対のコアと、
該１対のコアにおける前記ギャップの部位に巻回され商
用周波数から変換された高周波が供給される１次巻線と
、前記１対のコアの一方に巻回され所要電圧値の２次側
高周波を得る２次巻線とを有するインバータトランスで
あって、前記１次巻線は、前記ギャップ周りのコア・巻
線間距離を、コア周りのコア・巻線間距離より大になる
ように巻回してなることを要旨とする。
するために、ギャップを介して対向する１対のコアと、
該１対のコアにおける前記ギャップの部位に巻回され商
用周波数から変換された高周波が供給される１次巻線と
、前記１対のコアの一方に巻回され所要電圧値の２次側
高周波を得る２次巻線とを有するインバータトランスで
あって、前記１次巻線は、前記ギャップ周りのコア・巻
線間距離を、コア周りのコア・巻線間距離より大になる
ように巻回してなることを要旨とする。
【００１１】
【作用】ギャップ部分の１次巻線がギャップから離れて
巻回されているので、１次巻線に対するギャップからの
漏れ磁束の影響が低減して誘導加熱による発熱が抑えら
れる。
巻回されているので、１次巻線に対するギャップからの
漏れ磁束の影響が低減して誘導加熱による発熱が抑えら
れる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。
する。
【００１３】図１は本発明の第１実施例を示す図である
。
。
【００１４】なお、図１及び図２以下の各実施例を示す
図において前記図７における部材及び部位と同一ないし
均等のものは、前記と同一符号を以って示し、重複した
説明を省略する。
図において前記図７における部材及び部位と同一ないし
均等のものは、前記と同一符号を以って示し、重複した
説明を省略する。
【００１５】この実施例では、１次巻線１１を保持する
ボビン２１におけるギャップ２７位置に対応した内側面
に、円弧状面を有する凸部２１ａが形成され、１次巻線
１１は、ギャップ２７周りのコア・巻線間距離がコア２
５，２６周りのコア・巻線間距離よりも所要距離だけ大
になるように巻回されている。
ボビン２１におけるギャップ２７位置に対応した内側面
に、円弧状面を有する凸部２１ａが形成され、１次巻線
１１は、ギャップ２７周りのコア・巻線間距離がコア２
５，２６周りのコア・巻線間距離よりも所要距離だけ大
になるように巻回されている。
【００１６】上述のように、この実施例のインバータト
ランスは、ギャップ２７部分の１次巻線１１がギャップ
２７から所要距離だけ離れて巻回されているので、１次
巻線１１に対するギャップ２７からの漏れ磁束の影響が
低減して誘導加熱による発熱が抑えられる。したがって
、１次巻線１１は耐熱グレードの低い比較的安価な巻線
を用いることができる。また、１次巻線１１の発熱量が
減少するので、トランス冷却用ファンなども小型のもの
を使用することが可能となる。
ランスは、ギャップ２７部分の１次巻線１１がギャップ
２７から所要距離だけ離れて巻回されているので、１次
巻線１１に対するギャップ２７からの漏れ磁束の影響が
低減して誘導加熱による発熱が抑えられる。したがって
、１次巻線１１は耐熱グレードの低い比較的安価な巻線
を用いることができる。また、１次巻線１１の発熱量が
減少するので、トランス冷却用ファンなども小型のもの
を使用することが可能となる。
【００１７】図２には、本発明の第２実施例を示す。
【００１８】この実施例では、１次巻線１１を保持する
ボビン２２におけるギャップ２７位置に対応した内側面
に、断面方形状の凸部２２ａが形成され、１次巻線１１
は、ギャップ２７周りのコア・巻線間距離がコア２５，
２６周りのコア・巻線間距離よりも所要距離だけ大にな
るように巻回されている。
ボビン２２におけるギャップ２７位置に対応した内側面
に、断面方形状の凸部２２ａが形成され、１次巻線１１
は、ギャップ２７周りのコア・巻線間距離がコア２５，
２６周りのコア・巻線間距離よりも所要距離だけ大にな
るように巻回されている。
【００１９】作用は、前記第１実施例のものとほぼ同様
である。
である。
【００２０】図３には、本発明の第３実施例を示す。
【００２１】この実施例では、１次巻線１１を保持する
ボビン２３が２分割され、ギャップ２７近傍には１次巻
線１１を全く巻かないようにして１次巻線１１は２層に
分けて巻回されている。
ボビン２３が２分割され、ギャップ２７近傍には１次巻
線１１を全く巻かないようにして１次巻線１１は２層に
分けて巻回されている。
【００２２】したがって、この実施例においても、前記
第１実施例のものとほぼ同様の作用が得られる。
第１実施例のものとほぼ同様の作用が得られる。
【００２３】図４には、本発明の第４実施例を示す。
【００２４】この実施例では、１次巻線１１を保持する
ボビン２４におけるギャップ２７位置に対応した内側面
が円弧状面からなる凸面２４ａに形成されている。した
がって、１次巻線１１は、ギャップ２７周りのコア・巻
線間距離がコア２５，２６周りのコア・巻線間距離より
も所要距離だけ大になるように巻回されている。
ボビン２４におけるギャップ２７位置に対応した内側面
が円弧状面からなる凸面２４ａに形成されている。した
がって、１次巻線１１は、ギャップ２７周りのコア・巻
線間距離がコア２５，２６周りのコア・巻線間距離より
も所要距離だけ大になるように巻回されている。
【００２５】作用は、前記第１実施例等のものとほぼ同
様である。
様である。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
１次巻線を、ギャップ周りのコア・巻線間距離が、コア
周りのコア・巻線間距離よりも大になるように巻回した
ため、１次巻線に対するギャップからの漏れ磁束の影響
が低減して誘導加熱による発熱を抑えることができる。 したがって、１次巻線は耐熱グレードの低い比較的安価
な巻線を用いることができ、またトランス冷却用ファン
なども小型のものを使用することが可能となる。
１次巻線を、ギャップ周りのコア・巻線間距離が、コア
周りのコア・巻線間距離よりも大になるように巻回した
ため、１次巻線に対するギャップからの漏れ磁束の影響
が低減して誘導加熱による発熱を抑えることができる。 したがって、１次巻線は耐熱グレードの低い比較的安価
な巻線を用いることができ、またトランス冷却用ファン
なども小型のものを使用することが可能となる。
【図１】本発明に係るインバータトランスの第１実施例
を示す縦断面図である。
を示す縦断面図である。
【図２】本発明の第２実施例を示す縦断面図である。
【図３】本発明の第３実施例を示す縦断面図である。
【図４】本発明の第４実施例を示す縦断面図である。
【図５】従来のインバータ電源の回路図である。
【図６】図５のインバータ電源におけるインバータトラ
ンスの１次巻線に流れる高周波電流等を示す波形図であ
る。
ンスの１次巻線に流れる高周波電流等を示す波形図であ
る。
【図７】図５のインバータ電源に用いられるインバータ
トランスの構成例を示す縦断面図である。
トランスの構成例を示す縦断面図である。
【図８】図７のインバータトランスの問題点を説明する
ための図である。
ための図である。
１１ １次巻線
１２ ２次巻線
２０ ２次巻線を保持するボビン
２１，２２，２３，２４ １次巻線を保持するボビン
２５，２６ １対のコア ２７ ギャップ
２５，２６ １対のコア ２７ ギャップ
Claims (1)
- 【請求項１】 ギャップを介して対向する１対のコア
と、該１対のコアにおける前記ギャップの部位に巻回さ
れ商用周波数から変換された高周波が供給される１次巻
線と、前記１対のコアの一方に巻回され所要電圧値の２
次側高周波を得る２次巻線とを有するインバータトラン
スであって、前記１次巻線は、前記ギャップ周りのコア
・巻線間距離を、コア周りのコア・巻線間距離より大に
なるように巻回してなることを特徴とするインバータト
ランス。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11193091A JP3361822B2 (ja) | 1991-05-16 | 1991-05-16 | インバータトランス |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11193091A JP3361822B2 (ja) | 1991-05-16 | 1991-05-16 | インバータトランス |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04338615A true JPH04338615A (ja) | 1992-11-25 |
| JP3361822B2 JP3361822B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=14573695
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11193091A Expired - Fee Related JP3361822B2 (ja) | 1991-05-16 | 1991-05-16 | インバータトランス |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3361822B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016143844A (ja) * | 2015-02-04 | 2016-08-08 | 株式会社タムラ製作所 | トランス及びスイッチング電源装置 |
| US10249430B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-02 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| US10262789B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-16 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| JP2020038899A (ja) * | 2018-09-04 | 2020-03-12 | 日立金属株式会社 | 高周波トランスおよびそれを用いた電源回路 |
| JP2024120966A (ja) * | 2020-05-14 | 2024-09-05 | Tdk株式会社 | コイル装置 |
-
1991
- 1991-05-16 JP JP11193091A patent/JP3361822B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016143844A (ja) * | 2015-02-04 | 2016-08-08 | 株式会社タムラ製作所 | トランス及びスイッチング電源装置 |
| US10249430B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-02 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| US10262789B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-16 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| JP2020038899A (ja) * | 2018-09-04 | 2020-03-12 | 日立金属株式会社 | 高周波トランスおよびそれを用いた電源回路 |
| JP2024120966A (ja) * | 2020-05-14 | 2024-09-05 | Tdk株式会社 | コイル装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3361822B2 (ja) | 2003-01-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |