JPH04342303A - 平衡変調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はＳＳＢ通信や、コード
レス電話のスペクトル反転秘話、等に用いられる平衡変
調装置に関する発明である。

【０００２】

【従来の技術】コードレス電話の発達にともない、通話
の盗聴を防止する秘話方式が各種提案され、実用化され
ている。入力された音声信号の周波数スペクトルを反転
する方法であるスペクトル反転方式は、回路が簡単で秘
話の効果が高いため幅広く使用されている。この方法で
は、まず、平衡変調装置によって音声信号と３．３ＫＨ
ｚの搬送波信号を乗算する。音声信号と搬送波信号の乗
算結果には、２つの信号の周波数の和と差の周波数を持
った信号が生じる。この乗算結果を低域通過フィルタを
通過させて、和の周波数の信号を削除すれば、差の周波
数の信号のみが得られる。その場合、乗算器の出力信号
の周波数スペクトルは、入力音声信号の周波数スペクト
ルに対して反転したものとなり、スペクトル反転方式の
秘話を行うことができる。

【０００３】平衡変調装置は音声入力を差動増幅する差
動増幅器と、３．３ＫＨｚの搬送波信号を発生する搬送
波信号発生器と、トランジスタを用いた乗算器とから構
成される。

【０００４】スペクトル反転方式に用いられる従来の平
衡変調装置について説明する。図２は従来の変調装置を
表す回路図である。トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ
４は乗算器１０を構成する。トランジスタＱ５，Ｑ６は
入力差動増幅器ＤＡ１を構成する。トランジスタＱ７，
Ｑ８は搬送波信号のバッファである。

【０００５】音声信号Ｖｉ　はトランジスタＱ５，Ｑ６
からなる入力差動増幅器ＤＡ１に入力される。トランジ
スタＱ５のコレクタ電流出力はトランジスタＱ１，Ｑ２
からなる差動増幅器ＤＡ２に流れる電流の総和を決定し
、トランジスタＱ６のコレクタ電流出力はトランジスタ
Ｑ３，Ｑ４からなる差動増幅器ＤＡ３に流れる電流の総
和を決定する。トランジスタＱ５のコレクタ電流出力と
トランジスタＱ６のコレクタ電流出力は差動電流出力で
あるので、互いに逆位相でその和はいつも一定である。

【０００６】搬送波信号発生器１１の出力は互いに逆位
相の一対の信号であり、一定周波数・一定振幅の矩形波
である。搬送波信号発生器１１の一対の変調波は、バッ
ファＱ７，Ｑ８を介して、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ
３，Ｑ４のベ−スに入力している。前記バッファの出力
搬送波信号レベルＶｃ　は、差動増幅器ＤＡ１，ＤＡ２
が十分飽和する領域（例えば±１００ミリボルト以上）
に設定される。これはバッファＱ７，Ｑ８のピークコレ
クタ電位のアンバランスやＩＣ製造上のバラツキによる
搬送波信号レベルの変化等の影響が乗算器１０の動作に
なるべく及ばないようにするためである。

【０００７】バッファＱ７，Ｑ８を通った搬送波信号発
生器の一対の出力のうち、一方はトランジスタＱ１，Ｑ
４のベースに入力され、他方はトランジスタＱ２，Ｑ３
のベースに入力される。したがって、トランジスタＱ１
とＱ４がｏｎしているときには、トランジスタＱ２とＱ
３はｏｆｆしている。トランジスタＱ２とＱ３がｏｎし
ているときには、トランジスタＱ１とＱ４はｏｆｆして
いる。搬送波信号によって以上の２つの状態が繰り返さ
れる。

【０００８】したがって、トランジスタＱ１とＱ４がｏ
ｎしているときには、トランジスタＱ５のコレクタ電流
出力はＶｏ−側に現れ、トランジスタＱ６のコレクタ電
流出力はＶｏ＋側に現れ、それぞれ、抵抗値が等しい負
荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２によって電圧に変換され、その差
が出力電圧Ｖｏ　となる。逆にトランジスタＱ２とＱ３
がｏｎしているときには、トランジスタＱ５のコレクタ
電流出力はＶｏ＋側に現れ、トランジスタＱ６のコレク
タ電流出力はＶｏ−側に現れる。ところで上述のように
このトランジスタＱ５，Ｑ６のコレクタ出力電流は音声
信号Ｖｉ　によって決定されているので、結局Ｖｏ　は
音声信号Ｖｉ　と搬送波信号との積になり、変調が行わ
れる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】電波法によりコードレ
ス電話に割り当てられている電波の１チャネルの帯域は
１２．５ＫＨｚと非常に狭いので、音声信号としては３
００Ｈｚから３ＫＨｚまでしか使用できない。この帯域
以外の音声信号を変調すると、隣接チャネルに入り込ん
でしまい、混信を起こす。このようなことは、電波法に
より、厳しく制限されている。

【００１０】前述したように乗算器の出力には原理的に
は搬送波信号は現れない。しかし、入力差動増幅器の出
力に直流オフセットが生じると、乗算器の出力には搬送
波信号３．３ＫＨｚが漏れてしまう。このため音声信号
にこの搬送波信号３．３ＫＨｚが混ざると、上述のよう
に、隣接チャネルと混信を起こす可能性がある。

【００１１】差動接続型トランジスタ乗算器を飽和領域
で使用すると、搬送波信号の漏れは最大となり、隣接チ
ャネルと混信を起こす可能性が非常に高かった。

【００１２】この発明は入力差動増幅器から直流オフセ
ットが発生している場合においても、乗算器出力におけ
る搬送波信号の漏れを小にすることができる平衡変調装
置を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この発明は前記課題を解
決するために、入力信号を差動増幅し、差動信号とする
入力差動増幅器と、搬送波信号と前記入力差動増幅器の
出力信号を乗算する差動接続型トランジスタ乗算器と、
前記差動接続型トランジスタ乗算器の直線近似領域にレ
ベル設定された搬送波信号を発生する搬送波信号発生器
とを持つことを特徴とする。

【００１４】

【作用】上述の搬送波信号発生器の出力は差動接続型ト
ランジスタ乗算器の直線近似領域にレベルが設定されて
いる。したがって、従来、差動増幅器の飽和領域を用い
ていたため搬送波信号の漏れが多かったのに比べて、搬
送波信号の漏れを極めて少なくすることができる。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づい
て説明する。

【００１６】図１は本発明に係る変調装置の一実施例を
示す回路図である。トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ
４は乗算器１０を構成する。トランジスタＱ５，Ｑ６は
入力差動増幅器ＤＡ１である。トランジスタＱ７，Ｑ８
は搬送波信号のバッファである。

【００１７】トランジスタＱ５，Ｑ６からなる入力差動
増幅器ＤＡ１には音声信号Ｖｉ　が入力される。トラン
ジスタＱ５のエミッタは定電流源Ｉｅ１，トランジスタ
Ｑ６のエミッタは定電流源Ｉｅ２を通じてグランドに接
続されている。トランジスタＱ５とＱ６のエミッタ間に
はエミッタ抵抗Ｒｅ　が接続されている。トランジスタ
Ｑ５のコレクタは乗算器１０のトランジスタＱ１とＱ２
のエミッタに、Ｑ６のコレクタは乗算器１０のトランジ
スタＱ３とＱ４のエミッタに、それぞれ接続されている
。　　トランジスタＱ５とＱ６のエミッタには定電流源
Ｉｅ１，Ｉｅ２が接続されているので、Ｑ５のコレクタ
電流とＱ６のコレクタ電流の和は常にＩｅ１＋Ｉｅ２に
等しい。実施例ではＩｅ１＝Ｉｅ２である。すなわちト
ランジスタＱ５のコレクタ電流出力とトランジスタＱ６
のコレクタ電流出力は互いに逆位相の差動電流出力であ
る。トランジスタＱ５のコレクタ電流とトランジスタＱ
６のコレクタ電流の差はエミッタ抵抗Ｒｅ　に流れる。

【００１８】トランジスタＱ５のコレクタ電流出力はト
ランジスタＱ１，Ｑ２からなる差動増幅器ＤＡ２に流れ
る電流の総和を決定し、トランジスタＱ６のコレクタ電
流出力はトランジスタＱ３，Ｑ４からなる差動増幅器Ｄ
Ａ３に流れる電流の総和を決定する。

【００１９】搬送波信号発生器の出力はバッファＱ７，
Ｑ８のベースに接続されている。バッファＱ７，Ｑ８の
エミッタは定電流源Ｉｃ　を通してグランドに接続され
ている。バッファＱ７，Ｑ８のコレクタとＶｃｃの間に
はそれぞれ負荷抵抗Ｒｃ３，Ｒｃ４が接続している。こ
の実施例ではＲｃ３＝Ｒｃ４である。バッファＱ７のコ
レクタは乗算器のトランジスタＱ１，Ｑ４のベースに接
続され、バッファＱ８のコレクタは乗算器のトランジス
タＱ２，Ｑ３のベースに接続されている。前記負荷抵抗
Ｒｃ３，Ｒｃ４と定電流源Ｉｃ　によって決まるバッフ
ァＱ７，Ｑ８の搬送波レベルＲｃ３×Ｉｃ　，Ｒｃ４×
Ｉｃ　は乗算器を構成する差動増幅器ＤＡ２，ＤＡ３が
飽和しない値、すなわち直線近似領域の値（例えば±５
０ミリボルト）に固定される。この実施例ではＲｃ３＝
Ｒｃ４としたので、Ｒｃ３×Ｉｃ　＝Ｒｃ４×Ｉｃ　で
ある。差動増幅器ＤＡ２，ＤＡ３が飽和していないので
、搬送波信号の出力への漏れを、飽和時に比べ、小にす
ることができる。

【００２０】トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４から
成る乗算器１０において、トランジスタＱ１，Ｑ３のコ
レクタは負荷抵抗ＲＬ１を通じてＶｃｃに接続している
。トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタは負荷抵抗ＲＬ２
を通じてＶｃｃに接続している。本実施例ではＲＬ１＝
ＲＬ１である。乗算器１０の出力Ｖｏ　はトランジスタ
Ｑ１，Ｑ３のコレクタとトランジスタＱ２、Ｑ４のコレ
クタ間から、取り出される。

【００２１】図３は、一般的なトランジスタ差動増幅器
の入力電圧とコレクタ電流の関係を表したグラフである
。横軸は、ＫＴ／ｑを単位とする差動入力電圧である。 ここで、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子
の単位電荷である。ＫＴ／ｑボルトを、熱電圧（ＶＴ　
）ボルトと呼び、その値は常温（２５度）でおよそ２６
ミリボルトである。縦軸は差動トランジスタのコレクタ
電流である。図３には、２つの差動接続されたトランジ
スタのコレクタ電流の変化を示してあるが、この図から
わかるように出力電流は入力電圧がおよそ＋４ＶＴ　ボ
ルト以上、−４ＶＴ　ボルト以下のときにほぼ飽和して
おり、この領域を飽和領域と称す。また−２ＶＴ　から
＋２ＶＴ　までの領域は直線的になるので、直線近似領
域と称す。

【００２２】従来は、図２に示すごとく搬送波信号レベ
ルを±１００ミリボルト以上とし、飽和領域で、乗算器
を動作させていたが、本実施例では、図１に示すごとく
、搬送波信号レベルを直線近似領域内の±５０ミリボル
トとしたので、差動増幅器が飽和せず、搬送波信号の漏
れ量を小にすることができる。尚、±５０ミリボルトは
、常温でおよそ、±２ＶＴ　となる。

【００２３】ところで、本発明の発明者は、図１の回路
を用い、入力差動増幅器ＤＡ１の出力信号と搬送波信号
の漏れ信号とが乗算器の出力端子にそれぞれどの程度の
レベルで発生するかを実験した。その結果を図４に示す
。図４から明らかなごとく、図１の乗算器においては、
直線近似領域で漏れ信号が入力差動増幅器ＤＡ１の出力
信号よりもより大きく減衰される。この事から、乗算器
を直線近似領域で使用すれば、ＳＮ比の改善を図ること
ができる。ちなみに搬送波信号レベルが５０ミリボルト
のときＳＮ比を１５ｄＢ改善することができる。さらに
搬送波信号を５０ミリボルトとしたまま、入力差動増幅
器ＤＡ１の出力信号レベルを飽和領域のレベルと等しく
なるほど大とすれば、ＳＮ比は、さらに３ｄＢ改善する
ことができる。

【００２４】ところで、図３の入力電圧はＫＴ／ｑを単
位としているので、温度によって、入力電圧の値が変わ
り、等化的に、入力電圧が変化したように見えてしまう
。しかしながら、以下に示す理由により、この回路は温
度に対して、安定であることがわかる。

【００２５】この変調器の出力Ｖｏ　は次の式によって
、求められる。

【００２６】 　　　　　　Ｖｏ　＝Ｋ・Ｍ・Ｖｉ　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・
・・（１）ただし、Ｖｉ　は入力音声信号である。Ｋは
搬送波信号による増幅率、すなわち、本実施例では、差
動増幅器を飽和させず、直線動作領域で使用しているの
で、Ｋは搬送波信号に比例した値である。一方Ｍはトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６による増
幅率であり、その値は、次の式で与えられる。

【００２７】 　　　　　　Ｍ＝２ＲＬ　／（２ｒｅ　＋Ｒｅ　）　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２
）ただし、ＲＬ　はＲＬ　＝ＲＬ１＝ＲＬ２、Ｒｅ　は
エミッタ抵抗である。ｒｅ　は、Ｉｅ　＝Ｉｅ１＝Ｉｅ
２とすると、その値は次の式で与えられる。

【００２８】 　　　　　　ｒｅ　＝ＶＴ　／Ｉｅ　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　・・・（３）まず、Ｍの温度変動を計算する。Ｒｅ　
＝２ＫΩ、ＲＬ　＝４ＫΩ、Ｉｅ　＝０．２ｍＡとし、
常温２７℃の時のＭをＭ１　とすると、 　　　　　　ＶＴ　＝ＫＴ／ｑ＝（１．３８０６　×１
０−３×３０）　／（１．６０２２　×１０−１９　）
　　　　　　　　　　　＝０．０２５８５　ボルト　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　・・・（４）　　　　　　ｒｅ　＝０．０２５８
５　／（０．２×１０−３）　＝１３０　Ω　　　　　
　　　　　　　　　・・・（５）　　　　　　Ｍ１　＝
（２×４）／（２×０．１３＋２）　＝３．５３　　　
　　　　　　　　　　　　　　　・・・（６）Ｉｅ　、
Ｒｅ　、ＲＬ　の温度変動を＋２０００ｐｐｍ／℃とし
、高温８０℃の時のＭをＭ２　とすると、　　　　　　
ＶＴ　＝ＫＴ／ｑ＝０．０３０４２　ボルト　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７）　　　　
　　ｒｅ　＝０．０３０４２　／（０．２×（１＋０．
００２×５３）　×１０−３）　＝１３７　Ω・・（８
）　　　　　　Ｍ２　＝（２×４　×（１＋０．００２
×５３））　　／（２×０．１３７＋２　（１＋０．０
０２×５３））　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　＝３．５６・・・（９）（６）、（９）
式より、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５、
Ｑ，による乗算器自体の温度特性はフラットであると見
なしてよく、（１）式から、Ｖｏが温度に対して一定と
なるためにはＫが温度に対して一定となればよいことが
わかる。

【００２９】上述したようにＫは搬送波信号に比例する
ので、ここでは次にトランジスタＱ７，Ｑ８の出力レベ
ルＶｃ　の温度特性を求める。本実施例の定電流源Ｉｃ
　の回路図を図５に示す。定電流源Ｉｃ　は２つのトラ
ンジスタＱ９とＱ１０からなる電流ミラー回路である。 トランジスタＱ９はベースとコレクタを結合し、ダイオ
ード接続として使っている。トランジスタＱ９のコレク
タは抵抗Ｒｄ　（２０ＫΩ）を介して、１．２ボルトに
接続している。トランジスタＱ９とＱ１０のベースは接
続されており、エミッタは両トランジスタともアースに
接続されている。トランジスタＱ１０のコレクタには定
電流Ｉｃが流れ、トランジスタＱ７とＱ８のエミッタに
接続されている。常温２７℃でのトランジスタＱ９のベ
ース・エミッタ間電圧ＶＢＥは約０．７ボルト、Ｉｃ　
を２５μＡ、Ｒｃ　＝Ｒｃ３＝Ｒｃ４＝２ＫΩとする。 常温２７℃の時のＶｃ　をＶｃ１とすると、 　　　　　　Ｖｃ１＝Ｒｃ　×２５μＡ＝２　×１０３
　×２５×１０−６＝５０ミリボルト　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　≒２ＶＴ　ボルト　　・・・（１０）Ｒ
ｄ　の温度係数を＋３０００ｐｐｍ／℃、ＶＢＥの温度
計数を−２ミリボルト／℃とし、高温８０℃の時のＩｃ
　をＩｃ２とすると、 　　　　　　Ｉｃ２＝（１．２−（０．７−（２×１０
−３×５３）））　／（２０　×（１＋０．００３×５
３））　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　≒２５．９
μＡ　　　　・・・（１１）Ｒｃ　の温度変動も＋３０
００ｐｐｍ／℃とすると、高温８０℃の時のＶｃ　をＶ
ｃ２とすると、　　　　　　Ｖｃ２＝２　×（１＋０．
００３×５３）　×１０３　×２５．９×１０−６＝６
０ミリボルト　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　≒６０／３０＝２ＶＴ　ボ
ルト　　・・・（１２）このとき、ＶＴ　＝ＫＴ／ｑ＝
３０ミリボルトであることを仮定している。以上から、
ＶＴ　ボルトを単位としたトランジスタＱ７，Ｑ８の出
力レベルＶｃ　の温度特性は、フラットであり、このこ
とより、（１）式のＫは温度に対し、一定の値をとる。 つまり、（１）式のＶｏ　は温度に対し、安定であると
いえる。

【００３０】本実施例は乗算器１０の各差動増幅器を飽
和させていない、つまり直線動作領域で使用しているた
め、入力信号に対する搬送波信号の乗算出力への漏れが
少なく構成されている。なお、直線動作領域で使用して
いるため搬送波信号の温度特性が乗算器１０の出力に影
響する。これによって、平衡変調装置全体の温度特性を
、定電流源Ｉｃ　の温度特性を調節することにより、補
償することができる。

【００３１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
乗算器の各差動増幅器が飽和しないので、信号に対する
搬送波信号の漏れを少なくすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る平衡変調装置を示す回路図である
。

【図２】従来の平衡変調装置を示す回路図である。

【図３】トランジスタ差動増幅器の動作特性の一例を示
すグラフである。

【図４】搬送波信号の振幅に対する平衡変調装置の信号
出力及び漏れ搬送波の信号レベルの一実験結果を示すグ
ラフである。

【図５】定電流源Ｉｃ　の構成の一例を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１０　　乗算器 １１　　搬送波信号発生器 ＤＡ１　　入力差動増幅器 ＤＡ２　　乗算器１０を構成する差動増幅器ＤＡ３　　
乗算器１０を構成する差動増幅器Ｑ１，Ｑ２　　差動増
幅器ＤＡ２を構成するトランジスタＱ３，Ｑ４　　差動
増幅器ＤＡ３を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６　　入
力差動増幅器ＤＡ１を構成するトランジスタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号を差動増幅して出力する入力差動
   増幅器と、互いに逆位相である１対の搬送波信号を発生
   する搬送波信号発生器と、前記入力差動増幅器の差動出
   力と、前記搬送波信号発生器の１対の出力とを乗算する
   差動接続型トランジスタ乗算器と、を、備えた平衡変調
   装置であって、前記搬送波信号発生器の出力レベルを、
   前記差動接続型トランジスタ乗算器の直線近似領域に設
   定したことを特徴とする平衡変調装置。