JPS63102503A

JPS63102503A - 二重平衡変調回路

Info

Publication number: JPS63102503A
Application number: JP24898286A
Authority: JP
Inventors: Noboru Kusama; 草間　昇; Nobuaki Imai; 今井　伸明
Original assignee: NEC Corp; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NEC Corp; NTT Inc
Priority date: 1986-10-20
Filing date: 1986-10-20
Publication date: 1988-05-07
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPH0831745B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、トランジスタで構成される差動増幅回路を基
本とする二重平衡変調回路に［系り、特に搬送波入力が
平衡か不平衡かを問わず両者を扱うことができる二重平
衡変調回路に関する。

（従来の技術）第３図は、Ｐａｕｌ　Ｒ，Ｇｒａｙ氏とＲｏｂｅｒｔ　
Ｇ、Ｍ’ｅｙｅｒ氏との共著になる’Ａｎａｌｙｓｉｓ
　ａｎｄ　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ａｎａｌｏｇ　Ｉｎｔ
ｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ４ｒｃｕｉｔｓ”　（Ｓｅｃｏｎｄ
　Ｅｄｉｔｉｏｎ　１９８４Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙｓ　
＆　５ｏｎｓ）の５９３頁に掲載のＦｉｇｌｏ、９に示
されているギルバートマルチプライヤセルであり、これ
は本発明が対象とする二重平衡変調回路の基本となるも
のである。

このギルバートマルチプライヤセルは、エミッタ同士を
接続した２組のトランジスタ対（１，２）および同（３
，４）において、トランジスタ１と同４のベース同士お
よびトランジスタ２と同３のベース同士をそれぞれ接続
してその各接続点を一方の入力端子対（８０，８１）へ
接続するとともに、トランジスタ１と同３のコレクタ同
士およびトランジスタ２と同４のコレクタ同士をそれぞ
れ接続してその各接続点を出力端子対（８２，８３）へ
接続する。また、トランジスタ対（１，２）のエミッタ
同士接続点と定電流源回路７０間にトランジスタ１３を
、トランジスタ対（３，４）のエミッタ同士接続点と定
電流源回路７０間にトランジスタ１４をそれぞれ介在さ
せ、このトランジスタ対（１３，１４）の各ベースを他
方の入力端子対（１００，１０１）へ接続しである。

前記著書によれば、入力端子対（８０，８１）に一方の
平衡信号■ｌを、入力端子対（１００゜１０１）に他方
の平衡信号■２をそれぞれ印加した時の出力端子８２の
吸込電流Ｉ□と出力端子８３の吸込電流Ｉ２との関係は
、次の（１）式で示される。

Ｉ　ｓ　　Ｉ　２　＝　Ｉ　ｔｔ（ｔａｎｈ（水箱））
［ｔａｎｈ（毀藁）］　　　−−−−（１）ここに、Ｉ
ＲＥは定電流源回路７０によって決定される全電流、ｖ
Ｔは温度によって決定される電圧である。この電圧Ｖ、
は３００°にで約２６ｍＶである。そして、前記（１）
式は、入力平衡信号■ｌ、同ｖ２が共に電圧Ｖｔよりも
小さい場合には、Ｖ　　　　　■ １ｌ−Ｉ２岬Ｉ　ＥＥ（２ｙ、　）（２％中）−−−−
（２）となる、つまり、出力端子対（８２，８３）には
入力平衡信号■１と同■２の積に比例しな差動出力電流
が得られるのである。

（発明が解決しようとする問題点）以上のように、ギルバートマルチプライヤセルは、原理
的に、再入力信号共に平衡信号であることを要件とする
平衡変調回路である。

ところで、平衡変調の対象となる変調信号と搬送波信号
の中、変調信号は比較的低周波であるので、通常平衡信
号で取り扱われる。一方、搬送波信号はＶＨＦ帯等の高
周波であるので、不平衡信号で取り扱うのが通常である
が、用途によっては平衡信号で取り扱う場合もある。

従って、ギルバートマルチプライヤセルを基本として二
重平衡変調回路を構成する場合、搬送波信号が平衡信号
であれば、基本的にはギルバートマルチプライヤセルの
みで構成できるが、搬送波信号が不平衡信号であるとそ
れを平衡信号に変換するアンバランス・バランス変換回
路の付加が必要となる。

ギルバートマルチプライヤセルのみで構成される二重平
衡変調回路は、ギルバートマルチプライヤセルが前述し
たように平衡信号■１．同■２が共に十分小さい場合に
のみ直線性が保たれるので、大入力信号でも直線性が得
られるようにするために、第３図で示すトランジスタ対
（１３，１４）の各エミッタと定電流源回路７０間に電
流帰還抵抗（第４図中の符号３５、同３６参照）を介挿
した二重平衡差動増幅回路で基本的に構成される。

ところで、この場合には、平衡信号■２に対する直線性
のみが改善され、平衡信号ｖｌについての直線性改善は
なされていないので、入力端子対（８０，８１）に平衡
信号Ｖ、とじてエンベローブ一定の平衡搬送波信号を印
加し、入力端子対（ＩＯＣ）、１０１）に平衡信号■２
としてより直線性が重要な変調信号を印加することにな
る。

一方、搬送波信号が不平衡信号である場合、これをその
まま入力端子対（８０，８１）へ印加し、出力端子対（
８２，８３）のいずれか一方の出力端子を不平衡出力端
子として使用すると、出力信号中に含まれる搬送波信号
のリーク（以下、これを「キャリアリーク」と言う）が
増大する、つまり搬送波抑圧比が悪化する。そこで、こ
の場合には前述の如くアンバランス・バランス変換回路
をギルバートマルチプライヤセルの前段に設けるのであ
る。このアンバランス・バランス回路は、ハイブリッド
トランスを用いて構成できるが、ハイブリッドトランス
は大型で、かつ高価であり、また集積回路化を考慮する
と、ギルバートマルチプライヤセルと同様にトランジス
タ素子で構成することが望ましい。

ところで、この種のアンバランス・バランス変換回路を
構成する場合に留意すべき事項は次の２点である。第１
点はキャリアリークの大幅な低減を可能とすることであ
る。そのためには、アンバランス・バランス変換回路の
両出力レベルが等しく、かつ正確に１８０°の位相差を
有することが必要である０次の第２点はギルバートマル
チプライヤセルの変調出力の直線出力レベルの増大を可
能にすることである。これはギルバートマルチプライヤ
セルに印加する電源電圧を有効に活用することを意味す
るが、そのためにはアンバランス・バランス変換回路の
出力波形の波高率を小さくし、その両出力レベルがギル
バートマルチプライヤセルの双差動対トランジスタ（ト
ランジスタ対（１゜２）および同（３，４）ｌをオン・
オフさせるのに必要なレベルを大きく超えないようにす
ることが必要である。

ところが、従来にあっては、例えば第４図に示す如く、
前記要件を具備したアンバランス・バランス変換回路を
有する二重平衡変調回路は存在しないのが実状である。

第４図は特開昭６０−１６３５０６号公報記載の位相変
調回路であって、トランジスタ対（５，６）で構成され
る差動増幅回路がアンバランス・バランス変換回路を゛
構成している。

この従来例回路について考察すると次の如くになる。

即ち、従来例回路では、アンバランス・バランス変換回
路が単なる１段のエミッタ結合型差動増幅回路で構成し
であるので、アンバランス・バランス変換回路出力であ
る差動出力レベルの充分なバランス性を確保するために
は当該差動増幅回路の利得を高く選定しなければならな
い。

そうすると、搬送波信号入力の必要レベルが低下し、干
渉波信号の混入や熱雑音の発生等の問題を惹起すること
になる。つまり、１段のエミッタ結合型差動増幅回路で
アンバランス・バランス変換回路を構成する場合には、
低利得の状態で差動出力レベルのバランス性が確保でき
、かつ位相が正確に１８０°異なる信号が得られること
が必要な訳である。そこで、当該差動増幅回路にエミッ
タ電流帰還をかけることが考えられる。

この場合には、当該差動増幅回路の利得が低下し、周波
数特性も改善されるが、同相側の出力信号レベルはエミ
ッタ抵抗経由で出力される分だけ逆相側の出力信号レベ
ルよりも低くなり２出力間にレベル差を生じ、結果とし
てキャリアリークの増大を招来するのである。なお、前
述の如く、差動増幅回路は周波数特性が平坦でないので
、搬送波周波数に変更がある場合にはその都度適正な入
力信号レベルに再設定する必要がある。また、アンバラ
ンス・バランス変換回路はギルバートマルチプライヤセ
ルと一体的に集積１ヒできることが望ましい、加えて、
従来例回路では、前記留意事項の第２点についての配慮
は皆無である。

本発明は、このような従来の問題点に濫みなされたもの
で、その目的は、ギルバートマルチプライヤセル搬送波入力が平衡か不平衡かを問わず変調出力の直−線
出力レベルの増大が図れ、かつ搬送波入力が不平衡の場
合においてもキャリヤリークの一層の低減が図れ、併せ
て一体的な集積回路化を容易に可能とする二重平衡変調
回路を提供することにある。

（問題点を解決するための手段〉前記目的を達成するために、本発明の二重平衡変調回路
は次の如き構成を有する。

即ち、本発明の二重平衡変調回路は、第１の入力端子対
と；　第２の入力端子対と；　出力端子対と；　第１お
よび第２のトランジスタのエミッタ同士、第３および第
４のトランジスタのエミッタ同士をそれぞれ接続した各
エミッタ同士接続点が第１の入力対として前記第１の入
力端子対への印加信号が入力するようになされ、前記第
１および第４のトランジスタのベース同士、前記第２お
よび第３のトランジスタのベース同士をそれぞれ接続し
た各ベース同士接続点が第２の入力対となるようになさ
れ、かつ前記第１および第３のトランジスタのコレクタ
同士、前記第２および第４のトランジスタのコレクタ同
士をそれぞれ接続した各コレクタ同士接続点が出力対と
して前記出力端子対へ接続されるようにした二重平衡差
動増幅回路と：　前記第２の入力端子対と前記第２の入
力対間に介在する変換回路と：　で構成され、前記変換
回路は、差動増幅回路を構成する第５および第６のトラ
ンジスタを有し、該第５および第６のトランジスタは、
それぞれのベースが前記第２の入力端子対への印加信号
が直接的に又は間接的に入力するようになされていると
ともに、それぞれのコレクターベース間が第１および第
２のエミッタフォロアトランジスタを経由した電圧帰還
処理を施され、それぞれのコレクタが各別の抵抗を介し
て接続された接続点の電位を基準電位から適宜値低下さ
せるためのインピーダンス素子が該接続点と基準電位点
との間に介挿され、かつそれぞれのコレクタ出力が第３
および第４のエミッタフォロアトランジスタをそれぞれ
経由して前記第２の入力対へ接続されていることを特徴
とする。

さらに、本発明の二重平衡変調回路は、前記変換回路に
おいて、前記第２の入力端子対と前記差動増幅回路間に
第２の差動増幅回路を有し、該第２の差動増幅回路を構
成する第７および第８のトランジスタは、それぞれのエ
ミッタが電流帰還抵抗を有するとともに、それぞれのベ
ースが各別の抵抗を介して同一ブリーダ回路の電圧供給
点へ接続されていることを特徴とする。

（作　用）次に、前記構成を有する本発明の二重平衡変調回路の作
用を説明する。

第１の入力端子対へは平衡信号である変調信号が印加さ
れ、また第２の入力端子対へは平衡信号または不平衡信
号のいずれか一方である搬送波信号が印力ｕされる。即
ち、第２の入力端子対では、搬送波信号が不平衡信号で
ある場合には、いずれか一方の端子を外部的に高周波接
地すれば良いのである。

変換回路が備える差動増幅回路を構成する第５および第
６のトランジスタにおいて、それぞれのコレクターベー
ス間が第１および第２のエミッタフォロアトランジスタ
を経由した電圧帰還処理を施しであるので、当該差動増
幅回路はその差動出力信号レベルのバランス性を損なう
ことなしに利得を低下させ得、かつ周波数特性を平坦化
できる。

また、それぞれのコレクタが各別の抵抗を介して接続さ
れた接続点の電位を基準電位から適宜値低下させるため
のインピーダンス素子が該接続点と基準電位点との間に
介挿しであるので、当該差動増幅回路の出力振幅は制限
され、その波高率は小さいものとなる。周知のように、
この種の二重平衡変調回路は正電源で動作するものと、
負電源で動作するものとがある。そこで、前記「基準電
位」は、■正電源の場合の電源電圧、■負電源の場合の
Ｏ■、■電源の正負を問わず回路的に形成したもののい
ずれか一方である。

また、インピーダンス素子は、抵抗、ダイオード、ダイ
オード接続のトランジスタ等である。

さらに、それぞれのコレクタ出力が第３および第４のエ
ミッタフォロアトランジスタをそれぞれ経由して第２の
入力対へ接続されるので、第２の入力端子対へは、大振
幅信号が印加されるが、当該差動増幅回路の出力信号は
歪を生ずることなく第２の入力対へ伝達できることとな
る。

斯くして、出力端子対へ送出される変調波信号は、キャ
リアリークが少なく、つまり搬送波抑圧比が良好で、熱
雑音や干渉信号が少なく、かつダイナミックレンジの大
きいものとなる。

そして、前記変換回路において、前記第２の入力端子対
と前記差動増幅回路間に第２の差動増幅回路を設ける場
合には、差動増幅回路の差動出力信号のバランス性を一
層確実なものとすることができるので、出力端子対へ送
出される変調信号はより一層良好なものとなる。

以上説明したように、本発明の二重平衡変調回路によれ
ば、平衡または不平衡のいずれか一方である搬送波信号
が印加される第２の入力端子対と、ギルバートマルチプ
ライヤセルからなる二重平衡差動増幅回路の対応する第
２の入力対との間に介在する変換回路は、その出力レベ
ルのバランス性を損なうことなしに利得を下げ周波数特
性を平坦化し、かつ出力振幅を制限して波高率を小さく
するようにしたものであるから、ダイナミックレンジが
大きく、しかも搬送波抑圧比が良好で、かつ熱雑音の発
生が少なく、干渉に強い二重平衡変調回路が実現できる
。また、変換回路は周波数特性が平坦で、かつその出力
振幅は制限されるから、搬送波周波数が変化しても、入
力信号レベルの再設定は不要で同一の信号入力レベルで
使用できる６さらに、コンデンサを含まずトランジスタ
素子や抵抗でもって構成できるので、一体的な集積回路
化が容易にできる等種々の優れた効果がある。

（実　施　例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。第１
図は本発明の一実施例に係る二重平衡変調回路を示す、
なお、第３図および第４図と同等部分には同一符号を付
しである。

この二重平衡変調回路は、正電源が印加される電源端子
１０６と、変調信号が印加される第１の入力端子対（１
００，１０１＞と、エンベロープ一定の搬送波信号が印
加される第２の入力端子対（１０２，１０３）と、変調
波信号が送出される出力端子対（１０４，１０５）と、
前述したギルバートマルチプライヤセルを構成する双差
動対トランジスタ（１〜４）および差動トランジスタ＜
１３．１４）を備え、第１のトランジスタ１および第２
のトランジスタ２のエミッタ同士、第３のトランジスタ
および第４のトランジスタのエミッタ同士をそれぞれ接
続した各エミッタ同士接続点がトランジスタ１３、同１
４を介して前記入力端子対（１００，１０１）へ接続さ
れ、前記トランジスタ１、同３のコレクタ同士、前記ト
ランジスタ２、同４のコレクタ同士をそれぞれ接続した
各コレクタ同士接続点が出力対として前記出力端子対（
１０４，１０５）へ接続される二重平衡差動増幅回路と
、前記トランジスタ１、同４のベース同士、前記トラン
ジスタ２、同３のベース同士をそれぞれ接続した各ベー
ス同士接続点（第２の入力対）と前記入力端子対（１０
２，１０３）間に介在し差動トランジスタ（５，６）を
有する本発明に係る変換回路とで構成される。

ギルバートマルチプライヤセルにおける差動トランジス
タ（１３，１４）には抵抗３５、同３６によるエミッタ
電流帰還がかけられている。

また、ギルバートマルチプライヤセルとその前段の変換
回路における定電流源回路はそれぞれトランジスタ１５
と抵抗３７、トランジスタ１６と抵抗４２で構成され、
それらのバイアス電圧はコレクターベース間を短絡した
ダイオード接続のトランジスタ１７と抵抗４３、同４４
により与えられる。なお、この実施例は正電源で動作す
る二重平衡変調回路であるが、負電源で動作させる場合
には定電源回路が負電源へ接続され、電源端子１０６は
接地されることは周知の通りである。

搬送波信号は平衡または不平衡のいずれか一方であるが
、それが不平衡信号である場合には端子１０２、同１０
３のいずれか一方を外部的に高周波接地することになる
。この搬送波信号は入力端子対（１０２，１０３）を介
して差動増幅回路を構成する差動トランジスタ（５，６
）の各ベースへそれぞれ入力し、この差動増幅回路で増
幅される。

この差動増幅回路では、トランジスタ７および抵抗４０
からなる第１のエミッタフォロア１〜ランジスタと、ト
ランジスタ８および抵抗４１からなる第２のエミッタフ
ォロアトランジスタをそれぞれ経由して差動トランジス
タ（５，６）の各コレクターベース間に電圧帰還がかけ
られている。

この電圧帰還によって当該差動増幅回路は出力信号レベ
ルのバランス性を損なうことなしに、その利得を低下さ
せ得、かつ周波数特性を平坦化できる。電圧帰還は抵抗
４０、同４１のみによっても可能ではあるが、帰還量を
大とする場合には抵抗値が小さくなり、差動トランジス
タ（５，６）のベース・コレクタ間電圧が小さくなる。

これを防止するためには、トランジスタ７、同８による
エミッタフォロアが必要である。

また、差動トランジスタ、即ち第５のトランジスタ５と
第６のトランジスタ６はそれぞれ独立したコレクタ負荷
抵抗３２、同３３を有するが、これらコレクタ負”荷抵
抗３２、同３３の電源側端子は共通に接続され、その共
通接続点と電源端子１０６間には適宜の電圧降下を生じ
させるためのインピーダンス素子としての抵抗３４が介
挿されている。この抵抗３４の存在により、当該差動増
幅回路の出力レベルの最大値が制限される。

換言すれば、当該差動増幅回路の出力ＤＣセンターレベ
ルと次段の双差動対増幅回路の入力ＤＣセンターレベル
との整合性を保持しつつ抵抗３２、同３３の抵抗値を小
さくし、出力振幅を制限できるのである。

そして、この差動増幅回路の出力はトランジスタ９およ
び抵抗３８からなる第３のエミッタフォロアトランジス
タと、トランジスタ１０および抵抗３９からなる第４の
エミッタフォロアトランジスタとを経由してギルバート
マルチプライヤセルの双差動対トランジスタ（１〜４）
の各ベースへと接続される。従って、トランジスタ（１
〜４）の各ベースに加えられる電圧の最高値は、トラン
ジスタ１６と抵抗４２等で構成される定電流源回路によ
って定まる電流値と抵抗３４の抵抗値との積の値と、ト
ランジスタ９、同１０のベース・エミッタ間電圧との分
だけ電源端子１０６に加えられた電−源電圧より低い値
に制限されることとなる。

ギルバートマルチプライヤセルの直線範囲はトランジス
タ１５と抵抗３７等で構成される定電流源回路の電流値
と、抵抗３５、同３６の値とによる制限と、トランジス
タ１３、同１４のベース・コレクタ間電圧を逆転させな
い制限と、トランジスタ（１〜４）のベース・コレクタ
間電圧を逆転させない制限とによって定まる。

トランジスタ（１〜４）のベースに加えられた搬送波信
号は、抵抗３２、同３３の値を小さくしであることで振
幅制限を受けその波高率が小さくなっており、かつ上述
のようにその最大振幅レベルを低い電圧レベルにしであ
るため、トランジスタ（１〜４）のベース・コレクタ間
電圧を逆転させない制限の下で、抵抗３０、同３１によ
って大きな出力信号振幅を得ることができる。

ここで、トランジスタ９、同１０による段間のエミッタ
フォロアは、トランジスタ７、同８のエミッタフォロア
によって代用できるかのようにも考えられるが、ギルバ
ートマルチプライヤセルに波高率の低い搬送波信号を加
えることによって大きな出力を得ようとしているから、
差動トランジスタ（５，６）による差動増幅回路には大
きな信号が入力している。従って、トランジスタ７、同
８がカットオフになっている瞬間がある。

このカットオフの期間では、ベースから抵抗４０、同４
１を経由して、同相出力が得られてしまうことになり、
歪を生じおり返しのある波形になってしまう、従って、
トランジスタ７、同８とは別に段間のエミッタフォロア
が必要となるのである。

なお、第１図の回路において、トランジスタ７゜同８に
よる電圧帰還がかかっているために、入力端子対（１０
２，１０３）の入力インピーダンスは低く、トランジス
タ１３、同１４にはエミッタ電流帰還がかかつているた
めに、入力端子対（１００，１０１）の入力インピーダ
ンスは高くなっている。

次に、第２図は本発明の池の実施例を示す。

この第２実施例では、差動トランジスタ（５゜６）によ
る差動増幅回路の前段に、さらに第７および第８のトラ
ンジスタ（１１，１２）による差動増幅回路を設けであ
る。

この追加した差動増幅回路では、抵抗４７、同４８によ
るエミッタ電流帰還がかけられており、利得を小とし、
かつ周波数特性を平坦としている。

コレクタ負荷は抵抗４５、同４６のみならず、差動トラ
ンジスタ（５，６）による差動増幅回路の入力インピー
ダンスが負荷として接続されている。後者はトランジス
タ７、同８による電圧ｈａ　３によってインピーダンス
が小さくなっているため。

トランジスタ１１、同１２のコレクタ容量による周波数
特性の劣化を防止している。

差動トランジスタ（１１，１２）による差動増幅回路は
、抵抗４７、同４８によるエミッタ電流帰還がかけられ
ているため、自己単独での出力バランス特性は十分では
ないが、差動トランジスタ（５，６）による差動増幅回
路単独でアンバランス・バランス変換を行う場合と比較
して、総合ではより一層のバランス特性の改善に役立っ
ている。

追加した差動増幅回路のための定電流源回路を構成する
トランジスタ１８を含むすべての定電流源回路のトラン
ジスタのベース電圧はトランジスタ１７と、抵抗４３、
同４４によるブリーダ回路によって与えられ、かつ入力
端子１０７を経由してコンデンサ９０によって高周波接
地されている。

コレクタから見た定電流源回路の出力インピーダンスは
ベースに接続されたブリーダ回路のインピーダンスを下
げることによって高くすることができるが、そのために
はブリーダ回路に大電流を流す必要があり消費電力およ
び熱設計上不利となる。

コンデンサ９０による高周波接地は、これらの犠牲なし
に定電流源回路の高周波出力インピーダンスを高くする
ことができる。定電流源回路を用いた差動増幅器では、
エミッタ電流帰還をかけなくてもエミッタのコンタクト
抵抗が存在することと、トランジスタのコンダクタンス
が無限大でないことのため、同相出力側が逆相出力側よ
りもゲインが小さくなる。この効果は定電流源回路の出
力インピーダンスを大とすることによって低減出来るの
で、コンデンサ９０によってキャリヤリーク量を小さく
することが出来るのである。

差動トランジスタ（１１，１２）のベースバイアスは同
一のブリーダ抵抗５２、同５３からそれぞれ抵抗４９、
同５０を経て与えられる。

抵抗４９、同５０の値を小さく選ぶことによって差動ト
ランジスタ（１１，１２）のベースに加えられる電圧差
は、個別にブリーダ抵抗を用意した場合よりもバラツキ
が小さくなる。

また、抵抗４９、同５０の共通接続点を入力端子１０８
を経由してコンデンサ９１によって高周波バイパスしで
あるため、入力端子対（１０２゜１０３）から見込んだ
入力インピーダンスはほとんど抵抗４９、同５０によっ
て決定される低い値となる。このことはコンデンサ９０
、同９１以外の全体回路をモノリミックＩＣ″′Ｃ′構
成した場合に、入力端子対（１０２，１０３）と高周波
接地間にポンディングパッドの容量が存在し、かつ入力
端子対（１０−２，１０３＞にボンディングのインダク
タンスが存在してしまうために生ずる直列共振回路によ
る周波数特性のピーキング発生を抵抗４９、同５０によ
って抑制してしまう効果があることをものがたっている
。

（発明の効果）以上説明したように、本発明の二重平衡変調回路によれ
ば、平衡または不平衡のいずれか一方である搬送波信号
が印加される第２の入力端子対と、ギルバートマルチプ
ライヤセルからなる二重平衡差動増幅回路の対応する第
２の入力対との間に介在する変換回路は、その出力レベ
ルのバランス性を損なうことなしに利得を下げ周波数特
性を平坦化し、かつ出力振幅を制限して波高率を小さく
するようにしたものであるから、ダイナミックレンジが
大きく、シかも搬送波抑圧比が良好で、かつ熱雑音の発
生が少なく、干渉に強い二重平衡変調回路が実現できる
。また、変換回路は周波数特性が平坦で、かつその出力
振幅は制限されるから、搬送波周波数が変イヒしても、
入力信号レベルの再設定は不要で同一の信号入力レベル
で使用できるさらに、コンデンサを含まずトランジスタ
素子や抵抗でもって構成できるので、一体的な集積回酪
化が容易にできる等種々の優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の他の実施例を示す回路図、第３図はギルバートマル
チプライヤセルを示す回路図、第４図は従来の二重平衡
変調回路の回路図である。１〜１８・・・・・・トランジスタ、　３０〜５４・・
・・・・抵抗、　１００．１０１・・・・・・第１の入
力端子対、１０２．１０３・・・・・・第２の入力端子
対、１０４．１０５・・・・・・出力端子対、　１０６
・・・・・・電源端子、　１０７．１０８・・・・・入
力端子。代理人　弁理士　　八　幡　　義　博ぎ゛ルバートマルナフν・ｆキール率３　図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）第１の入力端子対と；第２の入力端子対と；出力
端子対と；第１および第２のトランジスタのエミッタ同
士、第３および第４のトランジスタのエミッタ同士をそ
れぞれ接続した各エミッタ同士接続点が第１の入力対と
して前記第１の入力端子対への印加信号が入力するよう
になされ、前記第１および第４のトランジスタのベース
同士、前記第２および第３のトランジスタのベース同士
をそれぞれ接続した各ベース同士接続点が第２の入力対
となるようになされ、かつ前記第１および第３のトラン
ジスタのコレクタ同士、前記第２および第４のトランジ
スタのコレクタ同士をそれぞれ接続した各コレクタ同士
接続点が出力対として前記出力端子対へ接続されるよう
にした二重平衡差動増幅回路と；前記第２の入力端子対
と前記第２の入力対間に介在する変換回路と；で構成さ
れ、前記変換回路は、差動増幅回路を構成する第５およ
び第６のトランジスタを有し、該第５および第６のトラ
ンジスタは、それぞれのベースが前記第２の入力端子対
への印加信号が直接的に又は間接的に入力するようにな
されているとともに、それぞれのコレクターベース間が
第１および第２のエミッタフォロアトランジスタを経由
した電圧帰還処理を施され、それぞれのコレクタが各別
の抵抗を介して接続された接続点の電位を基準電位から
適宜値低下させるためのインピーダンス素子が該接続点
と基準電位点との間に介挿され、かつそれぞれのコレク
タ出力が第３および第４のエミッタフォロアトランジス
タをそれぞれ経由して前記第２の入力対へ接続されてい
ることを特徴とする二重平衡変調回路。
（２）前記変換回路は、前記第２の入力端子対と前記差
動増幅回路間に第２の差動増幅回路を有し、該第２の差
動増幅回路を構成する第７および第８のトランジスタは
、それぞれのエミッタが電流帰還抵抗を有するとともに
、それぞれのベースが各別の抵抗を介して同一ブリーダ
回路の電圧供給点へ接続されていることを特徴とする特
許請求の範囲第（１）項記載の二重平衡変調回路。