JPH0441525B2 - - Google Patents
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- JPH0441525B2 JPH0441525B2 JP4440284A JP4440284A JPH0441525B2 JP H0441525 B2 JPH0441525 B2 JP H0441525B2 JP 4440284 A JP4440284 A JP 4440284A JP 4440284 A JP4440284 A JP 4440284A JP H0441525 B2 JPH0441525 B2 JP H0441525B2
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 10
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、移動無線機等における受信機の中間
周波増幅回路に関し、特に受信機の受信電界強度
の検出機能を備えた中間周波増幅回路に関する。
周波増幅回路に関し、特に受信機の受信電界強度
の検出機能を備えた中間周波増幅回路に関する。
（従来技術）
第１図は、受信電界強度の検出機能を備えた従
来の中間周波増幅回路の回路図である。この中間
周波増幅回路は縦続接続した３段の増幅器を備え
る。第１段増幅器はトランジスタQ1〜Q10からな
り、第２段増幅器はトランジスタQ11〜Q19から
なり、第３段増幅器はトランジスタQ20〜Q27か
らなつている。入力IF信号の強度、即ち受信電
界強度は、これら各段の出力をコンデンサC8，
C9，C10介して整流し、夫々の段の整流電圧を加
算して検出し、端子５から出力していた。しか
し、この従来の回路では、電圧加算して検出電界
強度のダイナミツクレンジを拡大するには、高い
電源電圧が必要である。また、電圧加算型なので
各段の整流電圧をトランジスタQ39，Q40，Q41，
Q42で加算しているが、この加算した部分の線形
性が悪くなり、第２図に示すように電界検出電圧
に凸凹が出ることがしばしば見られる。また信号
の整流はダイオードQ28，Q29，Q30；Q32，Q33，
Q34；Q35，Q36，Q37を使つて行つているので特
に温度特性が悪くなり、温度特性を補償するには
回路が複雑になるという欠点がある。また、整流
器には各々に３つのコンデンサC8，C9，C10が必
要となる。これらのコンデンサは、中間周波数を
下げると所要の容量が大きくなる。従つて、これ
らのコンデンサC8，C9，C10がIC化されるのは、
中間周波数が10.7MHz以上である場合が一般的で
ある。中間周波数を下げるとコンデンサのIC内
蔵は難しくなり、各段毎に外付コンデンサ用の端
子が必要になり、IC化は不利であつた。また中
間周波数を10MHz以上に高くすれば、当然各段の
増幅器に電流を流さないと増幅度が取れないか
ら、消費電流が大きくなる。
来の中間周波増幅回路の回路図である。この中間
周波増幅回路は縦続接続した３段の増幅器を備え
る。第１段増幅器はトランジスタQ1〜Q10からな
り、第２段増幅器はトランジスタQ11〜Q19から
なり、第３段増幅器はトランジスタQ20〜Q27か
らなつている。入力IF信号の強度、即ち受信電
界強度は、これら各段の出力をコンデンサC8，
C9，C10介して整流し、夫々の段の整流電圧を加
算して検出し、端子５から出力していた。しか
し、この従来の回路では、電圧加算して検出電界
強度のダイナミツクレンジを拡大するには、高い
電源電圧が必要である。また、電圧加算型なので
各段の整流電圧をトランジスタQ39，Q40，Q41，
Q42で加算しているが、この加算した部分の線形
性が悪くなり、第２図に示すように電界検出電圧
に凸凹が出ることがしばしば見られる。また信号
の整流はダイオードQ28，Q29，Q30；Q32，Q33，
Q34；Q35，Q36，Q37を使つて行つているので特
に温度特性が悪くなり、温度特性を補償するには
回路が複雑になるという欠点がある。また、整流
器には各々に３つのコンデンサC8，C9，C10が必
要となる。これらのコンデンサは、中間周波数を
下げると所要の容量が大きくなる。従つて、これ
らのコンデンサC8，C9，C10がIC化されるのは、
中間周波数が10.7MHz以上である場合が一般的で
ある。中間周波数を下げるとコンデンサのIC内
蔵は難しくなり、各段毎に外付コンデンサ用の端
子が必要になり、IC化は不利であつた。また中
間周波数を10MHz以上に高くすれば、当然各段の
増幅器に電流を流さないと増幅度が取れないか
ら、消費電流が大きくなる。
（発明の目的）
本発明の目的は、電界検出電圧の直線性、温度
特性に優れ、低電源電圧で動作し、IC化したと
きに所要の外付け部分の少い、入力電界検出機能
を有する中間周波数増幅回路の提供にある。
特性に優れ、低電源電圧で動作し、IC化したと
きに所要の外付け部分の少い、入力電界検出機能
を有する中間周波数増幅回路の提供にある。
（発明の構成）
本発明の構成は、縦続接続されそれぞれ中間周
波信号を入力信号とし出力信号の強度が前記入力
信号の強度と第一の直流電圧信号であるAGC電
圧との積にほぼ比例するｎ段（ｎ＞１）のAGC
増幅器と、第ｎ段目の前記AGC増幅器の前記出
力信号を整流し前記出力信号の強度に比例する第
二の直流電圧信号を出力する整流回路と、前記第
二の直流電圧信号を入力し第一段目の前記AGC
増幅器の前記入力信号の強度のｎ乗根に逆比例す
る前記第一の直流電圧信号を生成するAGC電圧
制御回路とを備えて構成される。
波信号を入力信号とし出力信号の強度が前記入力
信号の強度と第一の直流電圧信号であるAGC電
圧との積にほぼ比例するｎ段（ｎ＞１）のAGC
増幅器と、第ｎ段目の前記AGC増幅器の前記出
力信号を整流し前記出力信号の強度に比例する第
二の直流電圧信号を出力する整流回路と、前記第
二の直流電圧信号を入力し第一段目の前記AGC
増幅器の前記入力信号の強度のｎ乗根に逆比例す
る前記第一の直流電圧信号を生成するAGC電圧
制御回路とを備えて構成される。
（実施例）
次に実施例を挙げ本発明を詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例の回路図である。こ
の実施例は縦続に接続されたｎ段のAGC増幅器
A1〜Aoと、整流器６と、AGC制御回路７と、整
流用コンデンサCrecと、IF信号の入力端子１及
び１′と、AGC電圧VAGCの出力端子２及び２′と
増幅されたIF信号の出力端子３及び３′とからな
る。
の実施例は縦続に接続されたｎ段のAGC増幅器
A1〜Aoと、整流器６と、AGC制御回路７と、整
流用コンデンサCrecと、IF信号の入力端子１及
び１′と、AGC電圧VAGCの出力端子２及び２′と
増幅されたIF信号の出力端子３及び３′とからな
る。
第１段増幅器A1は、電流源I1と、トランジスタ
Q11及びQ11′並びに抵抗素子REIを有する第１の差
動増幅器と、トランジスタQ12及びQ12′を有する
第２の差動増幅器と、トランジスタQ13及び
Q13′を有する第３の差動増幅器と、抵抗素子RC1
とからなる。第２段から第ｎ段に到る各増幅器
A2〜Aoにも同様の回路である。
Q11及びQ11′並びに抵抗素子REIを有する第１の差
動増幅器と、トランジスタQ12及びQ12′を有する
第２の差動増幅器と、トランジスタQ13及び
Q13′を有する第３の差動増幅器と、抵抗素子RC1
とからなる。第２段から第ｎ段に到る各増幅器
A2〜Aoにも同様の回路である。
出力IF信号の電圧V0（出力電圧）は、整流器６
と整流用コンデンサCrecにより整流され、AGC
制御回路７は、差動回路を組合わせた周知のギル
バート掛算器等を用いて構成され、各増幅器A1
〜AoにAGC電圧VAGCを負帰還し、出力電圧V0が
一定になるように制御する。AGC制御回路７は、
出力のAGC電圧 VAGCが VAGC≦2VT＋REiIi ……(1) となるように設定してある。但し、VTは次式で
与えられる。
と整流用コンデンサCrecにより整流され、AGC
制御回路７は、差動回路を組合わせた周知のギル
バート掛算器等を用いて構成され、各増幅器A1
〜AoにAGC電圧VAGCを負帰還し、出力電圧V0が
一定になるように制御する。AGC制御回路７は、
出力のAGC電圧 VAGCが VAGC≦2VT＋REiIi ……(1) となるように設定してある。但し、VTは次式で
与えられる。
VT＝kT／ｇ ……(2)
ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、
ｇは電子の単位電荷である。
ｇは電子の単位電荷である。
入力信号の電圧（入力電圧）VINが
VIN≦2VT ……(3)
のときは、第１段増幅器A1の出力電圧V01は近似
的に V01＝RC1／2VT・I1／2VT＋RE1I1 ・VAGC・VIN ……(4) となる。また、第２段増幅器A2はこの電圧V01を
入力とするから、出力電圧V02は V02＝RC2／2VT・I2／2VT＋RE2I2 ・VAGC・V01 ……(5) となる。以下の増幅器A3〜Aoも同様に作動し、
第ｉ段増幅器の出力電圧V0iは、 V0i＝Ki・VAGC・V0(i-1) ……(6) である（Kiは定数）。従つて、第ｉ段増幅器にお
いては、出力電圧（出力信号の強度）V0iに対す
る前段〔（ｉ−１）段〕増幅器の出力電圧V0(i-1)
とAGC電圧VAGCとの積の比は一定値Kiである
（但し、第１段増幅器A1においては、V00＝VINで
ある）。
的に V01＝RC1／2VT・I1／2VT＋RE1I1 ・VAGC・VIN ……(4) となる。また、第２段増幅器A2はこの電圧V01を
入力とするから、出力電圧V02は V02＝RC2／2VT・I2／2VT＋RE2I2 ・VAGC・V01 ……(5) となる。以下の増幅器A3〜Aoも同様に作動し、
第ｉ段増幅器の出力電圧V0iは、 V0i＝Ki・VAGC・V0(i-1) ……(6) である（Kiは定数）。従つて、第ｉ段増幅器にお
いては、出力電圧（出力信号の強度）V0iに対す
る前段〔（ｉ−１）段〕増幅器の出力電圧V0(i-1)
とAGC電圧VAGCとの積の比は一定値Kiである
（但し、第１段増幅器A1においては、V00＝VINで
ある）。
前述の如くに各増幅器が作動するから、入力電
圧VINに対する出力電圧V0の関係は次の(7)式で与
えられる。但し、出力端子３，３′間に接続され
る負荷の抵抗成分をRLとする。
圧VINに対する出力電圧V0の関係は次の(7)式で与
えられる。但し、出力端子３，３′間に接続され
る負荷の抵抗成分をRLとする。
V0＝RC1／2VT・I1／2VT＋REII1
・VAGC×……×RLRCo／2VT（RCo＋RL）
・Io／2VT＋REoIo・VAGC・VIN＝
RCI×……×RCo／（2VT）n・RL／（RCo＋RL）・
I1×……×Io／（2VT＋RE1I1）×……×（2VT＋REo
Io） ・（VAGC）n・VIN ……(7) この(7)式からVAGCを求めると となる。
Io） ・（VAGC）n・VIN ……(7) この(7)式からVAGCを求めると となる。
このように、AGC電圧VAGCは、入力電圧がVIN
のときに１／n√INに比例した値であり、VINを
圧縮して表現している。従つて、入力電圧VINの
ダイナミツクレンジに対してVAGCのダイナミツ
クレンジはdB値で１／ｎに圧縮されることがわ
かる。今、入力電圧VINのダイナミツクレンジと
dB値での圧縮比１／ｎとの積が20dB程度になれ
ばVAGCのダイナミツクレンジは高々１桁しか変
化しない。従つてその場合にはほぼ擬似対数圧縮
特性が得られると考えて良い。今、この実施例の
入力電圧VINのダイナミツクレンジを60dBとする
と、VAGCのダイナミツクレンジは、ｎ＝３とす
れば20dBとなり１桁しか変化しない。
のときに１／n√INに比例した値であり、VINを
圧縮して表現している。従つて、入力電圧VINの
ダイナミツクレンジに対してVAGCのダイナミツ
クレンジはdB値で１／ｎに圧縮されることがわ
かる。今、入力電圧VINのダイナミツクレンジと
dB値での圧縮比１／ｎとの積が20dB程度になれ
ばVAGCのダイナミツクレンジは高々１桁しか変
化しない。従つてその場合にはほぼ擬似対数圧縮
特性が得られると考えて良い。今、この実施例の
入力電圧VINのダイナミツクレンジを60dBとする
と、VAGCのダイナミツクレンジは、ｎ＝３とす
れば20dBとなり１桁しか変化しない。
第４図は第３図実施例の入力電圧VINとAGC電
圧VAGCOとの関係を示す図である。本図では、VIN
＝0dBのときVAGCVAGCOとして、VINが0dBから
60dBまで変化したときのVAGC／VAGCOを、増幅器
の段数ｎをパラメータとして、示してある。本図
からわかる様に、入力電圧VIVはAGC電圧VAGCに
より検出出来、しかも入力電圧VINとAGC電圧
VAGCとはほぼ擬似対数特性の関係で得られる。
圧VAGCOとの関係を示す図である。本図では、VIN
＝0dBのときVAGCVAGCOとして、VINが0dBから
60dBまで変化したときのVAGC／VAGCOを、増幅器
の段数ｎをパラメータとして、示してある。本図
からわかる様に、入力電圧VIVはAGC電圧VAGCに
より検出出来、しかも入力電圧VINとAGC電圧
VAGCとはほぼ擬似対数特性の関係で得られる。
（発明の効果）
以上に詳しく述べたように、本発明の中間周波
増幅回路は、多段のAGC増幅器から成るAGC回
路で構成し、AGC回路最終段出力電圧V0が一定
となるときのAGC電圧VAGCにより中間周波増幅
回路の入力電界レベルVINを検出する方式であ
る。この中間周波増幅回路では、整流器が１つだ
けで足りるから、整流器用のコンデンサも１個で
済む。中間周波数が低くてコンデンサが内蔵でき
ない場合でも、外付コンデンサ用の端子を１本追
加するのみで対処出来る。従つて、コンデンサを
１個だけ外付けすれば、中間周波数を下げること
により各段のAGC増幅器に流す電流値を小さく
しても必要な利得が得られるから、低消費電流化
が可能となる。また、整流電圧の加算等を行つて
いないので、電界検出電圧もほぼ対数圧縮されて
単調な曲線となる。また、電界検出電圧の温度特
性も単調であるから温度補償も容易に行なえる。
また、本方式によれば低電圧化も図れ、2V程度
の低い電源電圧でも回路が実現出来て、利点が多
い。
増幅回路は、多段のAGC増幅器から成るAGC回
路で構成し、AGC回路最終段出力電圧V0が一定
となるときのAGC電圧VAGCにより中間周波増幅
回路の入力電界レベルVINを検出する方式であ
る。この中間周波増幅回路では、整流器が１つだ
けで足りるから、整流器用のコンデンサも１個で
済む。中間周波数が低くてコンデンサが内蔵でき
ない場合でも、外付コンデンサ用の端子を１本追
加するのみで対処出来る。従つて、コンデンサを
１個だけ外付けすれば、中間周波数を下げること
により各段のAGC増幅器に流す電流値を小さく
しても必要な利得が得られるから、低消費電流化
が可能となる。また、整流電圧の加算等を行つて
いないので、電界検出電圧もほぼ対数圧縮されて
単調な曲線となる。また、電界検出電圧の温度特
性も単調であるから温度補償も容易に行なえる。
また、本方式によれば低電圧化も図れ、2V程度
の低い電源電圧でも回路が実現出来て、利点が多
い。
以上、要するに、本発明によれば、電界検出電
圧の直線性、温度特性に優れ、低電源電圧で動作
し、IC化したときの所要の外付け部品数の少い、
入力電界検出機能を有する中間周波増幅回路が提
供できる。
圧の直線性、温度特性に優れ、低電源電圧で動作
し、IC化したときの所要の外付け部品数の少い、
入力電界検出機能を有する中間周波増幅回路が提
供できる。
第１図は従来の中間周波増幅回路の回路図、第
２図はこの従来回路の特性図、第３図は本発明の
一実施例の回路図、第４図はこの実施例の特性図
である。 １，１′……中間周波信号入力端子、２，２′…
…AGC電圧出力端子、３，３′……増幅された中
間周波信号の出力端子、５……電界強度検出電圧
出力端子、６……整流器、７……AGC制御回路、
A1〜Ao……AGC増幅器、I1〜Io……定電流源。
２図はこの従来回路の特性図、第３図は本発明の
一実施例の回路図、第４図はこの実施例の特性図
である。 １，１′……中間周波信号入力端子、２，２′…
…AGC電圧出力端子、３，３′……増幅された中
間周波信号の出力端子、５……電界強度検出電圧
出力端子、６……整流器、７……AGC制御回路、
A1〜Ao……AGC増幅器、I1〜Io……定電流源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 縦続接続されそれぞれ中間周波信号を入力信
号とし出力信号の強度が前記入力信号の強度と第
一の直流電圧信号であるAGC電圧との積にほぼ
比例するｎ段（ｎ＞１）のAGC増幅器と、 第ｎ段目の前記AGC増幅器の前記出力信号を
整流し前記出力信号の強度に比例する第二の直流
電圧信号を出力する整流回路と、 前記第二の直流電圧信号を入力し第一段目の前
記AGC増幅器の前記入力信号の強度のｎ乗根に
逆比例する前記第一の直流電圧信号を生成する
AGC電圧制御回路とを備えることを特徴とする
中間周波増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4440284A JPS60189305A (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 中間周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4440284A JPS60189305A (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 中間周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60189305A JPS60189305A (ja) | 1985-09-26 |
| JPH0441525B2 true JPH0441525B2 (ja) | 1992-07-08 |
Family
ID=12690513
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4440284A Granted JPS60189305A (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 中間周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60189305A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4753171B2 (ja) * | 2004-03-05 | 2011-08-24 | 株式会社パックプラス | 注ぎ口および包装体 |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP4440284A patent/JPS60189305A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60189305A (ja) | 1985-09-26 |
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