JPH0441526B2 - - Google Patents
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- JPH0441526B2 JPH0441526B2 JP1362384A JP1362384A JPH0441526B2 JP H0441526 B2 JPH0441526 B2 JP H0441526B2 JP 1362384 A JP1362384 A JP 1362384A JP 1362384 A JP1362384 A JP 1362384A JP H0441526 B2 JPH0441526 B2 JP H0441526B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- limiter
- feedback
- transistor
- differential amplifier
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、FM復調回路等で用いられる、リミ
ツター回路に関するものであり、特に、リミツタ
ー回路のリミツターバランスの改善に関するもの
である。
ツター回路に関するものであり、特に、リミツタ
ー回路のリミツターバランスの改善に関するもの
である。
従来例の構成とその問題点
信号を伝送したり、記録したりする一方法とし
て、FM変調による方法が知られている。FM変
調された信号の特徴として、伝送されるか又は記
録媒体等より再生されたFM信号を、振幅制限回
路、すなわちリミツター回路を通した後復調する
ことにより、伝送時又は記録媒体への記録・再生
時に受ける信号の振幅変動の影響を除去出来るこ
とが知られている。このようなリミツター回路を
持つたFM復調回路は、例えば、FM放送の復調
や、VTRの映像信号の復調，ビデオデイスクの
映像信号や音声信号の復調等に用いられている。
これらに用いられるリミツター回路に要求される
性能としては、利得が高いこと（例えば70dB以
上）及びリミツターのバランスが良いこと等が有
る。
て、FM変調による方法が知られている。FM変
調された信号の特徴として、伝送されるか又は記
録媒体等より再生されたFM信号を、振幅制限回
路、すなわちリミツター回路を通した後復調する
ことにより、伝送時又は記録媒体への記録・再生
時に受ける信号の振幅変動の影響を除去出来るこ
とが知られている。このようなリミツター回路を
持つたFM復調回路は、例えば、FM放送の復調
や、VTRの映像信号の復調，ビデオデイスクの
映像信号や音声信号の復調等に用いられている。
これらに用いられるリミツター回路に要求される
性能としては、利得が高いこと（例えば70dB以
上）及びリミツターのバランスが良いこと等が有
る。
第１図に、一般に良く用いられる、差動増幅回
路を用いたリミツター回路の例を示す。トランジ
スター２及び３は、エミツターを結合した差動増
幅回路を構成しており、電流源４により定められ
る電流が流れる。トランジスター２のベースには
信号源１が、トランジスター３のコレクターには
負荷抵抗５が接続されている。端子６及び８は、
それぞれ、正及び負の電源へ接続される。この回
路の入力電圧VINと、トランジスター３のコレク
ター電流ICQ3の関係は、トランジスターのhFEが十
分大きいとすると式(1)で表わされる。
路を用いたリミツター回路の例を示す。トランジ
スター２及び３は、エミツターを結合した差動増
幅回路を構成しており、電流源４により定められ
る電流が流れる。トランジスター２のベースには
信号源１が、トランジスター３のコレクターには
負荷抵抗５が接続されている。端子６及び８は、
それぞれ、正及び負の電源へ接続される。この回
路の入力電圧VINと、トランジスター３のコレク
ター電流ICQ3の関係は、トランジスターのhFEが十
分大きいとすると式(1)で表わされる。
ICQ3＝IO・exp（VIN／VT）／１＋exp（VIN／VT）……
(1) ここで、IOは電流源４の電流、VTは式(2)で表わさ
れる定数である。
(1) ここで、IOは電流源４の電流、VTは式(2)で表わさ
れる定数である。
VT＝kT／ｑ ……(2)
ここでｋはホルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは
電子の電荷量である。
電子の電荷量である。
VTは、一般に熱電圧と呼ばれ、27℃では約
26mVになることが知られている。
26mVになることが知られている。
式(1)を図示したのが第２図である。
第２図より、入力電圧が±4VT（±100mV）
を超えるとコレクター電流ICQ3はほぼIO又は０と
なり、入力電圧に関係なく一定の値となる。従つ
て、第１図に示した差動増幅回路は、入力電圧の
振幅が±100mV以上では利得が０となる。この
ことは、一定値以上の入力振幅に対して出力振幅
が制限されることになり、リミツター回路として
動作することになる。一方、図−１の差動増幅回
路の微少信号入力時の利得A0は、抵抗５の抵抗
値をRLとすると、 A0＝IO／2VT・RL ……(3) で表わされる。ここで例えば、RL＝1KΩ，IO＝
1mAを代入して利得A0を求めると A019.2倍 25.7dB となる。ところで、第１図に示すような、差動増
幅回路一段だけでは、利得が低いこと及び、振幅
制限される入力電圧が±100mVと大きいこと等
の為、このままでリミツター回路として用いられ
ることは少なく、差動増幅回路を何段か接続し
て、リミツター回路として用いられるのが一般的
である。このような、多段接続された差動増幅回
路は部品点数が多くなる為、集積回路として構成
されるのが一般的である。
を超えるとコレクター電流ICQ3はほぼIO又は０と
なり、入力電圧に関係なく一定の値となる。従つ
て、第１図に示した差動増幅回路は、入力電圧の
振幅が±100mV以上では利得が０となる。この
ことは、一定値以上の入力振幅に対して出力振幅
が制限されることになり、リミツター回路として
動作することになる。一方、図−１の差動増幅回
路の微少信号入力時の利得A0は、抵抗５の抵抗
値をRLとすると、 A0＝IO／2VT・RL ……(3) で表わされる。ここで例えば、RL＝1KΩ，IO＝
1mAを代入して利得A0を求めると A019.2倍 25.7dB となる。ところで、第１図に示すような、差動増
幅回路一段だけでは、利得が低いこと及び、振幅
制限される入力電圧が±100mVと大きいこと等
の為、このままでリミツター回路として用いられ
ることは少なく、差動増幅回路を何段か接続し
て、リミツター回路として用いられるのが一般的
である。このような、多段接続された差動増幅回
路は部品点数が多くなる為、集積回路として構成
されるのが一般的である。
集積回路では通常、差動増幅回路間どうしを直
接結合して多段の増幅回路を構成されているが、
部品のバラツキ等の原因により動作点が不安定と
なる場合が有る。この時のようすを第３図に示
す。
接結合して多段の増幅回路を構成されているが、
部品のバラツキ等の原因により動作点が不安定と
なる場合が有る。この時のようすを第３図に示
す。
第３図において、ａはリミツター回路の入力波
形を示す。ここで一点鎖線は、入力信号の交流中
心を示しており、理想的なリミツター回路の場合
は、この交流中心に対して、上下対称になるよう
に利得の高い回路を経た後、振幅制限を行なうリ
ミツタ動作により、その出力波形はｂに示すよう
に、上下対称な方形波となる。一方、ｃ，ｄは、
リミツター回路の動作点がずれて、望ましくない
動作をした場合を示す。ｃにおいて、リミツター
回路の入力波形を示すが、もし、動作点が一点鎖
線で示す交流中心から実線で示す位置にずれたと
すると、この点を中心にリミツタ動作が行なわ
れ、この時のリミツター回路の出力波形はｄに示
すように、デユーテイー比のずれた波形となる。
このような状態は、リミツターバランスが悪い状
態であり、微小入力時、リミツター動作が正常に
行なわれなかつたり、FM復調回路の出力に、望
ましくない歪成分や不要信号成分が混入したりし
て、FM復調回路の性能悪化の原因となる。
形を示す。ここで一点鎖線は、入力信号の交流中
心を示しており、理想的なリミツター回路の場合
は、この交流中心に対して、上下対称になるよう
に利得の高い回路を経た後、振幅制限を行なうリ
ミツタ動作により、その出力波形はｂに示すよう
に、上下対称な方形波となる。一方、ｃ，ｄは、
リミツター回路の動作点がずれて、望ましくない
動作をした場合を示す。ｃにおいて、リミツター
回路の入力波形を示すが、もし、動作点が一点鎖
線で示す交流中心から実線で示す位置にずれたと
すると、この点を中心にリミツタ動作が行なわ
れ、この時のリミツター回路の出力波形はｄに示
すように、デユーテイー比のずれた波形となる。
このような状態は、リミツターバランスが悪い状
態であり、微小入力時、リミツター動作が正常に
行なわれなかつたり、FM復調回路の出力に、望
ましくない歪成分や不要信号成分が混入したりし
て、FM復調回路の性能悪化の原因となる。
そこで、一般には、リミツター回路に直流帰還
をかけることで、このようなリミツターバランス
の劣化を防止する方法が知られている。
をかけることで、このようなリミツターバランス
の劣化を防止する方法が知られている。
第４図に、直流帰還回路を持つた、多段接続さ
れた差動増幅回路によるリミツター回路の例を示
す。同図の回路は集積回路化された状態を示して
おり、太い実線の内側が集積回路の内部を、示し
ている。トランジスター２０と２１，２２と２
３，２４と２５は、それぞれ差動増幅回路を構成
している。トランジスター２６，２７，２８，２
９はエミツターフオロー回路を構成し、差動増幅
回路間を直接結合している。トランジスター３
０，３１，３２，３３，３４，３５，３６と、抵
抗４５，４６，４７，４８，４９，５０，５１
は、それぞれ定電流源を構成しており、差動増幅
回路又はエミツターフオロー回路の動作電流をそ
れぞれ等しくなるように決めている。抵抗５２
は、リミツター回路の入力インピーダンスを決め
ている抵抗である。コンデンサー７０は、集積回
路化されたリミツター回路の入力端子１０へ接続
されており、信号源が接続される端子１２との間
の直流成分をカツトする働きをする。端子１３
は、リミツター回路の出力端子、端子１４は電源
の入力端子、端子９は接地用の端子であり、定電
圧源１５は、前述の定電流源を動作させる基準電
圧を発生している。直流帰還回路は、抵抗６０及
び外付コンデンサー７１で構成される。トランジ
スター２０，２１で構成される、第１の差動増幅
回路は、抵抗５２を通してベース電位が等しくな
るように結合されているため、端子１１に表われ
る直流帰還電圧Vfによつてその動作点が変動す
ることはない。今、トランジスタ３０のコレクタ
ー電流をIQ30Cとし、hFEが十分大きいものとすれ
ば、トランジスター２０及び２１のコレクター電
流IQ20C及びIQ21Cは下記のようになる。
れた差動増幅回路によるリミツター回路の例を示
す。同図の回路は集積回路化された状態を示して
おり、太い実線の内側が集積回路の内部を、示し
ている。トランジスター２０と２１，２２と２
３，２４と２５は、それぞれ差動増幅回路を構成
している。トランジスター２６，２７，２８，２
９はエミツターフオロー回路を構成し、差動増幅
回路間を直接結合している。トランジスター３
０，３１，３２，３３，３４，３５，３６と、抵
抗４５，４６，４７，４８，４９，５０，５１
は、それぞれ定電流源を構成しており、差動増幅
回路又はエミツターフオロー回路の動作電流をそ
れぞれ等しくなるように決めている。抵抗５２
は、リミツター回路の入力インピーダンスを決め
ている抵抗である。コンデンサー７０は、集積回
路化されたリミツター回路の入力端子１０へ接続
されており、信号源が接続される端子１２との間
の直流成分をカツトする働きをする。端子１３
は、リミツター回路の出力端子、端子１４は電源
の入力端子、端子９は接地用の端子であり、定電
圧源１５は、前述の定電流源を動作させる基準電
圧を発生している。直流帰還回路は、抵抗６０及
び外付コンデンサー７１で構成される。トランジ
スター２０，２１で構成される、第１の差動増幅
回路は、抵抗５２を通してベース電位が等しくな
るように結合されているため、端子１１に表われ
る直流帰還電圧Vfによつてその動作点が変動す
ることはない。今、トランジスタ３０のコレクタ
ー電流をIQ30Cとし、hFEが十分大きいものとすれ
ば、トランジスター２０及び２１のコレクター電
流IQ20C及びIQ21Cは下記のようになる。
IQ20C＝IQ21C＝１／２・IQ30C (4)
従つて、抵抗４０の抵抗値をR40，トランジスタ
ー２６のベース・エミツター間電圧をVBEQ26、電
源電圧をＶc.c.とすると、トランジスター２２のベ
ース電圧VQ22Bは VQ22B＝Ｖc.c.−１／２ ・IQ30C・R40−VBEQ26 (5) と表わされる。この電圧は、前述の理由により、
Vfの値に影響されず一定の値となる。
ー２６のベース・エミツター間電圧をVBEQ26、電
源電圧をＶc.c.とすると、トランジスター２２のベ
ース電圧VQ22Bは VQ22B＝Ｖc.c.−１／２ ・IQ30C・R40−VBEQ26 (5) と表わされる。この電圧は、前述の理由により、
Vfの値に影響されず一定の値となる。
ここで、端子１３に出力された波形が何らかの
原因で、デユーテイー比がずれた場合を考える。
もし、正の半波の周期が負の半波の周期より大き
くなつたとすると、抵抗６０及びコンデンサー７
１で構成される低域通過フイルーを通過して、端
子１１に出力される直流帰還電圧Vfは、デユー
テイー比が１：１であつた場合のVfに比べて高
くなる。このことはトランジスター２２，２３で
構成される第二の差動増幅回路の、トランジスタ
ー２３側の入力電圧が高くなることになる。この
時、トランジスター２３のコレクターの出力波形
は、正の半波の周期が負の半波の周期より小さく
なる方向に変化する。トランジスター２３のコレ
クター出力波形は、トランジスター２４，２５で
構成される第３の差動増幅回路で、正極性で増幅
された後、端子１３へ出力される。この時端子１
３の出力波形は正の半波の周期が小さくなる方向
に変化している。このことは、デユーテイー比が
１：１になる方向に帰還がされたことになる。端
子１３に出力された波形の正の半波の周期が負の
半波の周期よりも小さくなる方向にずれた場合も
同様にして、デユーテイー比が１：１になるよう
に帰還される。
原因で、デユーテイー比がずれた場合を考える。
もし、正の半波の周期が負の半波の周期より大き
くなつたとすると、抵抗６０及びコンデンサー７
１で構成される低域通過フイルーを通過して、端
子１１に出力される直流帰還電圧Vfは、デユー
テイー比が１：１であつた場合のVfに比べて高
くなる。このことはトランジスター２２，２３で
構成される第二の差動増幅回路の、トランジスタ
ー２３側の入力電圧が高くなることになる。この
時、トランジスター２３のコレクターの出力波形
は、正の半波の周期が負の半波の周期より小さく
なる方向に変化する。トランジスター２３のコレ
クター出力波形は、トランジスター２４，２５で
構成される第３の差動増幅回路で、正極性で増幅
された後、端子１３へ出力される。この時端子１
３の出力波形は正の半波の周期が小さくなる方向
に変化している。このことは、デユーテイー比が
１：１になる方向に帰還がされたことになる。端
子１３に出力された波形の正の半波の周期が負の
半波の周期よりも小さくなる方向にずれた場合も
同様にして、デユーテイー比が１：１になるよう
に帰還される。
ところで、以上の動作においては、トランジス
ター及び抵抗のバラツキが無く、トランジスター
のhFEが無限に大きいものと仮定した。この仮定
のうち、部品間のバラツキは、回路を集積回路化
し、素子を近接して配置すること等の手段で、実
質的に無視できるようにすることができる。しか
しながら、hFEは、極端に大きくすることが不可
能なため、その影響が生じる。そこで、hFEの直
流帰還回路への影響について第４図で説明する。
第４図において、抵抗６０，コンデンサー７１で
構成される直流帰還回路は、前述のように端子１
３の直流成分のみを取り出して、端子１３の直流
電圧と、トランジスター２０，２１，２３のベー
ス電圧を等しくする働きをしている。しかし、ト
ランジスターのhFEが有限の為、各トランジスタ
ーのベースにはベース電流が流れ、それにより、
抵抗６０の両端に電圧降下が生じ、上記の直流帰
還路中に誤差を生じることになる。すなわち、ト
ランジスター２０，２１，２３のベース電流を
IBQ20，IBQ21，IBQ23、抵抗６０の抵抗値をR60とす
ると、抵抗６０の両端にはベース電流による電圧
降下、すなわち、直流帰還路中の誤差電圧Verrと
して Verr＝R60（IBQ20 ＋IBQ21＋IBQ23） ……(6) が生じる。
ター及び抵抗のバラツキが無く、トランジスター
のhFEが無限に大きいものと仮定した。この仮定
のうち、部品間のバラツキは、回路を集積回路化
し、素子を近接して配置すること等の手段で、実
質的に無視できるようにすることができる。しか
しながら、hFEは、極端に大きくすることが不可
能なため、その影響が生じる。そこで、hFEの直
流帰還回路への影響について第４図で説明する。
第４図において、抵抗６０，コンデンサー７１で
構成される直流帰還回路は、前述のように端子１
３の直流成分のみを取り出して、端子１３の直流
電圧と、トランジスター２０，２１，２３のベー
ス電圧を等しくする働きをしている。しかし、ト
ランジスターのhFEが有限の為、各トランジスタ
ーのベースにはベース電流が流れ、それにより、
抵抗６０の両端に電圧降下が生じ、上記の直流帰
還路中に誤差を生じることになる。すなわち、ト
ランジスター２０，２１，２３のベース電流を
IBQ20，IBQ21，IBQ23、抵抗６０の抵抗値をR60とす
ると、抵抗６０の両端にはベース電流による電圧
降下、すなわち、直流帰還路中の誤差電圧Verrと
して Verr＝R60（IBQ20 ＋IBQ21＋IBQ23） ……(6) が生じる。
この電圧降下分Verrは比較的小さくても、リミ
ツター回路の利得が大きい為、無視できなくな
り、リミツター回路のバランスの悪化の原因とな
る。従つて、第４図のような型式の直流帰還回路
をもつたリミツター回路の使用は、比較的利得の
小さいリミツター回路か、あまり高い精度の必要
とされない回路に限られていた。一方、高利得，
高精度の要求されるリミツター回路では、第５図
に示すような、二つの直流帰還回路を持つた構成
のものが用いられていた。第５図において、１０
０は入力端子、１０１は入力コンデンサー、１０
２は抵抗、１０３と１０４は直流帰還用の外付コ
ンデンサ、１０５は信号の入力端子、１０６と１
０７は直流帰還用の端子、１０８は電源端子、１
６５は接地端子、１０９はリミツター出力端子、
１１０〜１１５はトランジスターの負荷抵抗、ト
ランジスター１３０〜１３５は差動増幅回路を構
成するトランジスターであり、トランジスター１
５０〜１５８と抵抗１１６〜１２４及び電圧源１
６０は定電流源を構成している。第１の直流帰還
路は、抵抗１２５，とコンデンサー１０３，１０
４で構成され、トランジスター１３１のベースへ
帰還電圧が入力されている。第２の直流帰還路
は、抵抗１２６とコンデンサー１０４で構成さ
れ、トランジスター１３０のベースへ帰還電圧が
入力されている。これらの直流帰還路には、各々
トランジスターのベース電流と帰還抵抗により電
圧降下を生じるが、直流帰還路がほぼ対称なた
め、この電圧降下はトランジスター１３０，１３
１で構成される初段の差動増幅回路の同相入力と
なり、リミツターのバランスを悪化させる原因と
はならない。しかしながら、第５図に示すよう
に、直流帰還の為の端子を２つ設けなければなら
ない。
ツター回路の利得が大きい為、無視できなくな
り、リミツター回路のバランスの悪化の原因とな
る。従つて、第４図のような型式の直流帰還回路
をもつたリミツター回路の使用は、比較的利得の
小さいリミツター回路か、あまり高い精度の必要
とされない回路に限られていた。一方、高利得，
高精度の要求されるリミツター回路では、第５図
に示すような、二つの直流帰還回路を持つた構成
のものが用いられていた。第５図において、１０
０は入力端子、１０１は入力コンデンサー、１０
２は抵抗、１０３と１０４は直流帰還用の外付コ
ンデンサ、１０５は信号の入力端子、１０６と１
０７は直流帰還用の端子、１０８は電源端子、１
６５は接地端子、１０９はリミツター出力端子、
１１０〜１１５はトランジスターの負荷抵抗、ト
ランジスター１３０〜１３５は差動増幅回路を構
成するトランジスターであり、トランジスター１
５０〜１５８と抵抗１１６〜１２４及び電圧源１
６０は定電流源を構成している。第１の直流帰還
路は、抵抗１２５，とコンデンサー１０３，１０
４で構成され、トランジスター１３１のベースへ
帰還電圧が入力されている。第２の直流帰還路
は、抵抗１２６とコンデンサー１０４で構成さ
れ、トランジスター１３０のベースへ帰還電圧が
入力されている。これらの直流帰還路には、各々
トランジスターのベース電流と帰還抵抗により電
圧降下を生じるが、直流帰還路がほぼ対称なた
め、この電圧降下はトランジスター１３０，１３
１で構成される初段の差動増幅回路の同相入力と
なり、リミツターのバランスを悪化させる原因と
はならない。しかしながら、第５図に示すよう
に、直流帰還の為の端子を２つ設けなければなら
ない。
発明の目的
本発明では、従来比較的利得の低い場合や、高
い精度の必要とされない場合にしか用いられなか
つた、単一の直流帰還回路を持つたリミツター回
路において、リミツターバランスを改善して高利
得，高精度のリミツター回路を実現しようとする
ものである。
い精度の必要とされない場合にしか用いられなか
つた、単一の直流帰還回路を持つたリミツター回
路において、リミツターバランスを改善して高利
得，高精度のリミツター回路を実現しようとする
ものである。
発明の構成
本発明の構成は、リミツター回路の単一の直流
帰還路中に、帰還電圧の入力回路において流れ
る。
帰還路中に、帰還電圧の入力回路において流れ
る。
入力電流に相当する電流を逆向きに加算する回
路を設けることで、直流帰還路において生じる誤
差の発生を補償し、よつて、単一の直流帰還回路
を持つたリミツター回路のリミツターバランスを
改善し高利得化・高精度化を実現するものであ
る。
路を設けることで、直流帰還路において生じる誤
差の発生を補償し、よつて、単一の直流帰還回路
を持つたリミツター回路のリミツターバランスを
改善し高利得化・高精度化を実現するものであ
る。
実施例の説明
第６図に、本発明の実施例のブロツク図を示
す。同図で１７０は前段のリミツター部を、１７
１は、後段のリミツター部を、１７２は直流帰還
回路を、１７３は補償電流発生回路を、１７４は
加算回路を示す。１７３の補償電流発生回路は、
前段のリミツター回路１７０の補償電圧の入力回
路で流れる、入力電流に相当する電流を補償電流
として発生している。
す。同図で１７０は前段のリミツター部を、１７
１は、後段のリミツター部を、１７２は直流帰還
回路を、１７３は補償電流発生回路を、１７４は
加算回路を示す。１７３の補償電流発生回路は、
前段のリミツター回路１７０の補償電圧の入力回
路で流れる、入力電流に相当する電流を補償電流
として発生している。
第７図に、本発明の具体的な実施例を示す。同
図は、第４図の従来例に本発明の実施例を応用し
たものなので、同一の機能の部品は、同一の番号
を付している。
図は、第４図の従来例に本発明の実施例を応用し
たものなので、同一の機能の部品は、同一の番号
を付している。
トランジスター２０と２１、及び２２と２３で
構成される第一及び第二の差動増幅回路を含む、
ブロツク２００は第６図の前段のリミツター部１
７０に対応する。トランジスター２４と２５、及
び１２２と１２３で構成される第三及び第四の差
動増幅回路を含むブロツク２０１は第６図の後段
のリミツター部１７１に対応する。尚、ここで
は、リミツターの利得を増す為、第四の差動増幅
回路を追加した。抵抗６０及びコンデンサー７１
で構成されるブロツク２０２は高周波除去のため
のローパスフイルターとなり、第６図の直流帰還
回路１７２に対応する。トランジスター８０〜８
３，抵抗８４で構成されるブロツク２０３は、第
６図の補償電流発生回路１７３に対応しており、
接点２０４は第６図の加算回路１７４に対応す
る。
構成される第一及び第二の差動増幅回路を含む、
ブロツク２００は第６図の前段のリミツター部１
７０に対応する。トランジスター２４と２５、及
び１２２と１２３で構成される第三及び第四の差
動増幅回路を含むブロツク２０１は第６図の後段
のリミツター部１７１に対応する。尚、ここで
は、リミツターの利得を増す為、第四の差動増幅
回路を追加した。抵抗６０及びコンデンサー７１
で構成されるブロツク２０２は高周波除去のため
のローパスフイルターとなり、第６図の直流帰還
回路１７２に対応する。トランジスター８０〜８
３，抵抗８４で構成されるブロツク２０３は、第
６図の補償電流発生回路１７３に対応しており、
接点２０４は第６図の加算回路１７４に対応す
る。
次に、補償電流発生回路２０３の動作について
説明する。トランジスター８３のコレクター電流
ICQ83は、抵抗８４を適当に選ぶことによつて、次
のように決めてある。
説明する。トランジスター８３のコレクター電流
ICQ83は、抵抗８４を適当に選ぶことによつて、次
のように決めてある。
0ICQ83＝ICQ30＋１／２ICQ32 ……(7)
ここでICQ30及びICQ32はそれぞれ、トランジスタ
ー３０，３２のコレクター電流を表わす。
ー３０，３２のコレクター電流を表わす。
トランジスター８０，８１はカレントミラー回
路を構成しており、各トランジスターのhFEが１
よりも十分大きければ、次式が成り立つ。
路を構成しており、各トランジスターのhFEが１
よりも十分大きければ、次式が成り立つ。
ICQ80ICQ81＝IBQ82＝IEQ82／hFE−１
＝ICQ83／hFE−１ ……(8)
ここでICQ80，ICQ81はトランジスター８０，８１
のコレクター電流、ICQ82，IEQ82はトランジスター
８２のコレクター電流及びエミツター電流を表わ
す。
のコレクター電流、ICQ82，IEQ82はトランジスター
８２のコレクター電流及びエミツター電流を表わ
す。
一方、接点２０４より、トランジスター２０，
２１，２３のベース電流として流れ出る電流IBO
は、トランジスター２０，２１，２３のベース電
流を各々IBQ20，IBQ21，IBQ23とすると IBO＝IBQ20＋IBQ21＋IBQ23 ……(9) と表わされる。ここで、各トランジスターのhFE
を等しいとし、差動増幅回路を構成するトランジ
スター２０と２１，２３と２３のエミツター電流
が等しいとすると(10)式が成り立つ。
２１，２３のベース電流として流れ出る電流IBO
は、トランジスター２０，２１，２３のベース電
流を各々IBQ20，IBQ21，IBQ23とすると IBO＝IBQ20＋IBQ21＋IBQ23 ……(9) と表わされる。ここで、各トランジスターのhFE
を等しいとし、差動増幅回路を構成するトランジ
スター２０と２１，２３と２３のエミツター電流
が等しいとすると(10)式が成り立つ。
IBO＝１／hFE−１・IEQ20＋１／hFE−１
・IEQ21＋１／hFE−１・IEQ23
＝１／hFE−１（IEQ20＋IEQ21＋IEQ23）
＝１／hFE−１（ICQ30＋１／２ICQ32） ……(10)
ここでIEQ20，IEQ21，IEQ23は各々トランジスター
２０，２１，２３のエミツター電流を表わす。従
つて(7)，(8)，及び(10)式より IBO＝ICQ83／hFE−１＝ICQ80 ……(11) が成り立つ。
２０，２１，２３のエミツター電流を表わす。従
つて(7)，(8)，及び(10)式より IBO＝ICQ83／hFE−１＝ICQ80 ……(11) が成り立つ。
この時、第７図において、直流帰還路中の誤差
電圧Verr1すなわち、抵抗６０の両端の電圧を求
めると Verr1＝R60（IBO−ICQ80）＝０ ……(12) となり、抵抗６０の両端には、電圧が発生しない
ことになる。
電圧Verr1すなわち、抵抗６０の両端の電圧を求
めると Verr1＝R60（IBO−ICQ80）＝０ ……(12) となり、抵抗６０の両端には、電圧が発生しない
ことになる。
このことは、端子１３の直流電圧が正確にトラ
ンジスタ２３のベースへ伝達されることを意味す
る。このことにより、第４図の回路で発生してい
た、直流帰還回路による誤差が生じず、従つてリ
ミツターのバランスが改善されより高精度で、高
利得のリミツターを実現することが可能となる。
ンジスタ２３のベースへ伝達されることを意味す
る。このことにより、第４図の回路で発生してい
た、直流帰還回路による誤差が生じず、従つてリ
ミツターのバランスが改善されより高精度で、高
利得のリミツターを実現することが可能となる。
第８図及び第９図は、補償電流を発生する回路
の精度を高くした本発明の実施例を示す。第８図
の例では、抵抗９２を抵抗４５を等しくし、抵抗
９３を、トランジスター９１のコレクター電流が
トランジスター３２のコレクター電流の半分とな
る適当な値になるように選ぶことで、電流源の精
度を上げている。第９図の例では、トランジスタ
ー９４，９５，９６を各々トランジスター２０，
２１，２３と同一にすることで、補償電流発生回
路の精度を高めている。
の精度を高くした本発明の実施例を示す。第８図
の例では、抵抗９２を抵抗４５を等しくし、抵抗
９３を、トランジスター９１のコレクター電流が
トランジスター３２のコレクター電流の半分とな
る適当な値になるように選ぶことで、電流源の精
度を上げている。第９図の例では、トランジスタ
ー９４，９５，９６を各々トランジスター２０，
２１，２３と同一にすることで、補償電流発生回
路の精度を高めている。
発明の効果
以上のように、本発明においては、従来二つの
直流帰還回路を持つたリミツター回路でないと実
現出来なかつた高利得，、高精度のリミツター回
路を、単一の直流帰還回路を持つたリミツター回
路に直流帰還路で発生する誤差電圧を補償する手
段を設けることで実現することができ、このこと
は、単一の直流帰還回路を持つリミツター回路の
性能を向上したのみならず、従来集積回路におい
て高利得、高精度のリミツター回路を実現するの
に、三つの外付部品用の端子を必要としていたも
のを、二つの外付部品用の端子を設けるだけで実
現でき、集積回路の高集積化及び外付部品の減少
を実現できるものである。
直流帰還回路を持つたリミツター回路でないと実
現出来なかつた高利得，、高精度のリミツター回
路を、単一の直流帰還回路を持つたリミツター回
路に直流帰還路で発生する誤差電圧を補償する手
段を設けることで実現することができ、このこと
は、単一の直流帰還回路を持つリミツター回路の
性能を向上したのみならず、従来集積回路におい
て高利得、高精度のリミツター回路を実現するの
に、三つの外付部品用の端子を必要としていたも
のを、二つの外付部品用の端子を設けるだけで実
現でき、集積回路の高集積化及び外付部品の減少
を実現できるものである。
第１図は従来の差動増幅回路の一例を示す回路
図、第２図は同差動増幅回路の入出力特性を示す
図、第３図はリミツター回路の入出力の波形を示
す図、第４図，第５図は、従来のリミツター回路
の回路図、第６図は本発明のリミツター回路の実
施例のブロツク図、第７図は同実施例の回路図、
第８図，第９図は、本発明の他の実施例の回路図
である。 １７０……前段のリミツター部、１７１……後
段のリミツター部、１７２……直流帰還回路、１
７３……補償電流発生回路、１７４……加算回
路。
図、第２図は同差動増幅回路の入出力特性を示す
図、第３図はリミツター回路の入出力の波形を示
す図、第４図，第５図は、従来のリミツター回路
の回路図、第６図は本発明のリミツター回路の実
施例のブロツク図、第７図は同実施例の回路図、
第８図，第９図は、本発明の他の実施例の回路図
である。 １７０……前段のリミツター部、１７１……後
段のリミツター部、１７２……直流帰還回路、１
７３……補償電流発生回路、１７４……加算回
路。
Claims (1)
- １ 差動増幅回路を非反転となるごとく複数段直
列接続したリミツター部２００，２０１と、抵抗
６０とコンデンサ７１で構成した高周波除去のた
めのローパスフイルタとなる直流帰還回路２０２
と、電流を発生する補償電流発生回路２０３とか
らなり、前記リミツター部２００，２０１の出力
１３を前記直流帰還回路２０２の抵抗６０を経由
してトランジスター２０，２１からなる入力段差
動増幅回路のトランジスター２１の反転入力とト
ランジスター２２，２３からなる次段差動増幅回
路のトランジスター２３の反転入力を結合した直
流帰還点２０４に接続し、かつ前記直流帰還点２
０４を前記コンデンサ７１を介して接地し、さら
に前記直流帰還回路２０２を前記直流帰還点２０
４に接続した抵抗５２を介して前記入力段差動増
幅回路のトランジスター２０の非反転入力と前記
リミツター部２００，２０１の入力１０に接続す
ると共に、前記補償電流発生回路２０３の出力を
前記直流帰還点２０４に接続し、前記補償電流発
生回路２０３が発生する電流を前記トランジスタ
ー２０，２１のベース電流と前記トランジスター
２３のベース電流の和に略等しくして前記３つの
ベース電流を相殺するようにしたかつ逆向きとし
たリミツター回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59013623A JPS60158710A (ja) | 1984-01-27 | 1984-01-27 | リミッター回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59013623A JPS60158710A (ja) | 1984-01-27 | 1984-01-27 | リミッター回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60158710A JPS60158710A (ja) | 1985-08-20 |
| JPH0441526B2 true JPH0441526B2 (ja) | 1992-07-08 |
Family
ID=11838357
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59013623A Granted JPS60158710A (ja) | 1984-01-27 | 1984-01-27 | リミッター回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60158710A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0484509A (ja) * | 1990-07-26 | 1992-03-17 | Sharp Corp | リミッタアンプ |
-
1984
- 1984-01-27 JP JP59013623A patent/JPS60158710A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60158710A (ja) | 1985-08-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |