JPH0441604Y2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0441604Y2 JPH0441604Y2 JP16663084U JP16663084U JPH0441604Y2 JP H0441604 Y2 JPH0441604 Y2 JP H0441604Y2 JP 16663084 U JP16663084 U JP 16663084U JP 16663084 U JP16663084 U JP 16663084U JP H0441604 Y2 JPH0441604 Y2 JP H0441604Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- transistor
- phase shift
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 25
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 17
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 5
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本考案は、磁気記録再生装置（VTR）又はビ
デオデイスク等に使用するRFコンバータに最適
な電圧制御発振回路に関する。 (ロ) 従来の技術 一般に電子機器、例えばVTR又はビデオ・デ
イスクの如くRFコンバータ（RFモジユレータ）
と呼ばれる変換器には必ず電圧制御発振回路が設
けられている。 この場合、構成素子を集積回路化（IC化）す
る技術が進み、その一例として特公昭59−10081
号公報が上げられる。 そこで前記特許公報の第３図について説明する
と、差動増幅器をQ31，Q32で構成し、そのベー
スに制御電圧VCを加え、二段接続した差動対３
５及び３６に並列共振回路４６直流阻止用コンデ
ンサ４７と共に、抵抗４８とコンデンサ４９より
成る移相回路を接続し、所定の発振周波数を生成
する方法が提案されている。 ところが近年前記抵抗４８及びコンデンサ４９
はいずれもIC化可能となり、移相回路を構成す
る前記素子をIC内に設けたICがVTR等に採用さ
れ始めた。 これは第２図に示す通り第１及び第２のトラン
ジスタ１，２のベース側に直流電源３，４からの
直流電圧（E1及びE2）を各々印加し、第１のト
ランジスタ１のベースに制御信号源５を接続し、
発振部６にて所定の発振周波数を生成する。 (ハ) 考案が解決しようとする問題点 前記第２図の従来例によれば単に電圧E1，E2
から抵抗７，８によつて所定のバイアス電圧を得
て、第１のトランジスタ１及び第２のトランジス
タ２のベースに同一電圧を与えるものであるが、
発振部６を構成する抵抗及びコンデンサはいずれ
も温度特性が生じないように構成しているが、特
にIC化抵抗の温度係数による発振周波数の温度
ドリフトが避けられず、電源スイツチオン直後に
おける前記発振周波数の温度ドリフトが大きく、
VTR等のセツトの調整工程上時間と共に前記発
振周波数のドリフトが調整作業時に障害となつて
いた。 この模様は第３図に示す通り、中心周波数
4.5MHzに対し、電源スイツチオンから、特にIC
化抵抗の温度上昇に伴う移相回路の移相量の増大
による発振周波数の低下が現われこれが問題とな
る。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本考案は、前述の構成素子の温度特性によつて
生ずる発振周波数の温度ドリフトを極減するため
先ず電圧制御発振回路を構成する第１及び第２の
トランジスタのベースに加わるベースバイアス回
路を設け、更に第２のトランジスタのいずれか一
方に温度補償回路を接続した構成である。 (ホ) 作用 本考案の構成により、前述の第２のトランジス
タのベース側に設けたベースバイアス回路を、バ
イアス用トランジスタと分圧回路にて形成し、電
圧設定を最適に得ると共に、前記温度補償回路に
より、発振周波数の温度ドリフトを抑制し得る。 (ヘ) 実施例 図面に従つて本考案を説明すると、第１図は本
考案の電圧制御発振回路を示し、９，１０は各々
第１及び第２のトランジスタ、１１はエミツタ抵
抗、１２，１３，１４，１５は定電流源、１６，
１７はバイアス用トランジスタ、１８は抵抗１
９，２０より成る分圧回路、２１はダイオード２
２，２３及び抵抗２４より成る温度補償回路、２
５は増幅段２６，２７、移相手段２８，２９、ベ
クトル合成段３０、共振回路３１を含む発振部で
ある。 次の動作を説明すると、発振部２５において、
共振回路３１で生じた共振成分を移相段２８及び
２９により各々＋φ、−φなる移相を施し、その
出力信号は増幅段２６，２７にて増幅され、ベク
トル合成段３０によりベクトル合成した成分が共
振回路３１に加わり、制御信号源５からの制御信
号VCにより発振部２５における発振周波数が制
御される。 ここで第１及び第２のトランジスタ９，１０の
各エミツタに流れる電流が等しければ、増幅段２
６，２７の増幅率も等しい場合、ベクトル合成段
３０で合成された信号の位相はゼロとなる。 前記第１のトランジスタ９のベースの直流電位
について見るとバイアス用トランジスタ１６を介
してE1−VBEにほぼ等しい電圧が現われ一方第２
のトランジスタ１０のベースの直流電圧について
見ると、バイアス用トランジスタ１７を介して
E2−VBEにほぼ等しい電圧が現われる。 上式でVBEは各トランジスタのベース・エミツ
タ間電圧であり、E1＜E2となるが、温度補償回
路２１に対して電流が流れるので、第２のトラン
ジスタ１０のベース抵抗３２による電圧降下IBRB
が生じ第２のトランジスタ１０のベース電位は
E2−VBE−IBRBとなる。（IBはベース抵抗３２に流
れる電流、RBは抵抗３２の抵抗値を示す。） 第４図ａ，ｂ，ｃのベクトル図を用いて、温度
補償動作について説明する。温度による影響をう
けない場合を第４図ａに示す。ベクトル30は、第
１図のベクトル合成段３０の出力を、ベクトル28
は、同移相手段２８の出力を、ベクトル29は、同
移相手段２９の出力を、ベクトル26は、同増幅手
段２６の出力を、ベクトル27は、同増幅手段２７
の出力を示している。第４図ａの状態で温度が上
昇し、移相手段２８，２９の移相量が遅れたとす
る。この時の移相手段２８，２９の移相遅れ量
Δθは、互いに等しくその変化はθ1＝θ−Δθ、θ2
＝−θ＋Δθとなる。そのため、ベクトル26及び
27が移相し、その合成ベクトルは第４図ｂに示す
ように元の位相に対し遅れる。この時、第１図の
温度補償回路２１は温度上昇につれてダイオード
２２，２３の両端電圧VDが低下し、前記電流IBが
増加する。すると、上式より第２のトランジスタ
１０のベース電圧が低下し、そのコレクタ電流が
減少する。一方、第１のトランジスタ９のコレク
タ電流は、その減少分だけ増加する。そのため、
増幅手段２６の利得は大となり、増幅手段２７の
利得は小となる。すると、第４図ｂのベクトル26
が大、ベクトル27が小となり、変化後の合成ベク
トルは第４図ｃの如く元の位相に戻る。 従つて、第１図の回路によれば、温度補償を行
うことが可能である。 前記第１及び第２のトランジスタ９，１０のベ
ース電位を等しく設定しておくと、前記電源スイ
ツチのオンに伴つてセツト内の温度上昇により、
発振周波数がドリフトするのを、前記温度補償回
路２１により、ダイオード２２，２３の順方向電
圧Vfが負の温度係数を有していることから、相
殺するように働く。 (ト) 考案の効果 本考案によれば、直流電源から分圧回路を介し
てバイアス用トランジスタにて、所定の電圧を、
電圧制御発振回路を構成しかつ基準電圧が加えら
れる第２のトランジスタに加え、前記第２のトラ
ンジスタに温度補償回路を接続してあるので、従
来の様に電源スイツチオン直後の発振周波数のド
リフトは、極減でき、特にセツトの組立時調整工
程での支障は削除できる。
デオデイスク等に使用するRFコンバータに最適
な電圧制御発振回路に関する。 (ロ) 従来の技術 一般に電子機器、例えばVTR又はビデオ・デ
イスクの如くRFコンバータ（RFモジユレータ）
と呼ばれる変換器には必ず電圧制御発振回路が設
けられている。 この場合、構成素子を集積回路化（IC化）す
る技術が進み、その一例として特公昭59−10081
号公報が上げられる。 そこで前記特許公報の第３図について説明する
と、差動増幅器をQ31，Q32で構成し、そのベー
スに制御電圧VCを加え、二段接続した差動対３
５及び３６に並列共振回路４６直流阻止用コンデ
ンサ４７と共に、抵抗４８とコンデンサ４９より
成る移相回路を接続し、所定の発振周波数を生成
する方法が提案されている。 ところが近年前記抵抗４８及びコンデンサ４９
はいずれもIC化可能となり、移相回路を構成す
る前記素子をIC内に設けたICがVTR等に採用さ
れ始めた。 これは第２図に示す通り第１及び第２のトラン
ジスタ１，２のベース側に直流電源３，４からの
直流電圧（E1及びE2）を各々印加し、第１のト
ランジスタ１のベースに制御信号源５を接続し、
発振部６にて所定の発振周波数を生成する。 (ハ) 考案が解決しようとする問題点 前記第２図の従来例によれば単に電圧E1，E2
から抵抗７，８によつて所定のバイアス電圧を得
て、第１のトランジスタ１及び第２のトランジス
タ２のベースに同一電圧を与えるものであるが、
発振部６を構成する抵抗及びコンデンサはいずれ
も温度特性が生じないように構成しているが、特
にIC化抵抗の温度係数による発振周波数の温度
ドリフトが避けられず、電源スイツチオン直後に
おける前記発振周波数の温度ドリフトが大きく、
VTR等のセツトの調整工程上時間と共に前記発
振周波数のドリフトが調整作業時に障害となつて
いた。 この模様は第３図に示す通り、中心周波数
4.5MHzに対し、電源スイツチオンから、特にIC
化抵抗の温度上昇に伴う移相回路の移相量の増大
による発振周波数の低下が現われこれが問題とな
る。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本考案は、前述の構成素子の温度特性によつて
生ずる発振周波数の温度ドリフトを極減するため
先ず電圧制御発振回路を構成する第１及び第２の
トランジスタのベースに加わるベースバイアス回
路を設け、更に第２のトランジスタのいずれか一
方に温度補償回路を接続した構成である。 (ホ) 作用 本考案の構成により、前述の第２のトランジス
タのベース側に設けたベースバイアス回路を、バ
イアス用トランジスタと分圧回路にて形成し、電
圧設定を最適に得ると共に、前記温度補償回路に
より、発振周波数の温度ドリフトを抑制し得る。 (ヘ) 実施例 図面に従つて本考案を説明すると、第１図は本
考案の電圧制御発振回路を示し、９，１０は各々
第１及び第２のトランジスタ、１１はエミツタ抵
抗、１２，１３，１４，１５は定電流源、１６，
１７はバイアス用トランジスタ、１８は抵抗１
９，２０より成る分圧回路、２１はダイオード２
２，２３及び抵抗２４より成る温度補償回路、２
５は増幅段２６，２７、移相手段２８，２９、ベ
クトル合成段３０、共振回路３１を含む発振部で
ある。 次の動作を説明すると、発振部２５において、
共振回路３１で生じた共振成分を移相段２８及び
２９により各々＋φ、−φなる移相を施し、その
出力信号は増幅段２６，２７にて増幅され、ベク
トル合成段３０によりベクトル合成した成分が共
振回路３１に加わり、制御信号源５からの制御信
号VCにより発振部２５における発振周波数が制
御される。 ここで第１及び第２のトランジスタ９，１０の
各エミツタに流れる電流が等しければ、増幅段２
６，２７の増幅率も等しい場合、ベクトル合成段
３０で合成された信号の位相はゼロとなる。 前記第１のトランジスタ９のベースの直流電位
について見るとバイアス用トランジスタ１６を介
してE1−VBEにほぼ等しい電圧が現われ一方第２
のトランジスタ１０のベースの直流電圧について
見ると、バイアス用トランジスタ１７を介して
E2−VBEにほぼ等しい電圧が現われる。 上式でVBEは各トランジスタのベース・エミツ
タ間電圧であり、E1＜E2となるが、温度補償回
路２１に対して電流が流れるので、第２のトラン
ジスタ１０のベース抵抗３２による電圧降下IBRB
が生じ第２のトランジスタ１０のベース電位は
E2−VBE−IBRBとなる。（IBはベース抵抗３２に流
れる電流、RBは抵抗３２の抵抗値を示す。） 第４図ａ，ｂ，ｃのベクトル図を用いて、温度
補償動作について説明する。温度による影響をう
けない場合を第４図ａに示す。ベクトル30は、第
１図のベクトル合成段３０の出力を、ベクトル28
は、同移相手段２８の出力を、ベクトル29は、同
移相手段２９の出力を、ベクトル26は、同増幅手
段２６の出力を、ベクトル27は、同増幅手段２７
の出力を示している。第４図ａの状態で温度が上
昇し、移相手段２８，２９の移相量が遅れたとす
る。この時の移相手段２８，２９の移相遅れ量
Δθは、互いに等しくその変化はθ1＝θ−Δθ、θ2
＝−θ＋Δθとなる。そのため、ベクトル26及び
27が移相し、その合成ベクトルは第４図ｂに示す
ように元の位相に対し遅れる。この時、第１図の
温度補償回路２１は温度上昇につれてダイオード
２２，２３の両端電圧VDが低下し、前記電流IBが
増加する。すると、上式より第２のトランジスタ
１０のベース電圧が低下し、そのコレクタ電流が
減少する。一方、第１のトランジスタ９のコレク
タ電流は、その減少分だけ増加する。そのため、
増幅手段２６の利得は大となり、増幅手段２７の
利得は小となる。すると、第４図ｂのベクトル26
が大、ベクトル27が小となり、変化後の合成ベク
トルは第４図ｃの如く元の位相に戻る。 従つて、第１図の回路によれば、温度補償を行
うことが可能である。 前記第１及び第２のトランジスタ９，１０のベ
ース電位を等しく設定しておくと、前記電源スイ
ツチのオンに伴つてセツト内の温度上昇により、
発振周波数がドリフトするのを、前記温度補償回
路２１により、ダイオード２２，２３の順方向電
圧Vfが負の温度係数を有していることから、相
殺するように働く。 (ト) 考案の効果 本考案によれば、直流電源から分圧回路を介し
てバイアス用トランジスタにて、所定の電圧を、
電圧制御発振回路を構成しかつ基準電圧が加えら
れる第２のトランジスタに加え、前記第２のトラ
ンジスタに温度補償回路を接続してあるので、従
来の様に電源スイツチオン直後の発振周波数のド
リフトは、極減でき、特にセツトの組立時調整工
程での支障は削除できる。
第１図は本考案の電圧制御発振回路を示す回路
図、第２図は従来の電圧制御発振回路を示す回路
図、第３図は中心周波数の温度ドリフトを示す特
性図、第４図ａ，ｂ，ｃは第１図の説明に供する
ためのベクトル図である。 主な図番の説明、５……制御信号源、９……第
１のトランジスタ、１０……第２のトランジス
タ、１６，１７……バイアス用トランジスタ、２
１……温度補償回路、２２，２３……ダイオー
ド、２５……発振部。
図、第２図は従来の電圧制御発振回路を示す回路
図、第３図は中心周波数の温度ドリフトを示す特
性図、第４図ａ，ｂ，ｃは第１図の説明に供する
ためのベクトル図である。 主な図番の説明、５……制御信号源、９……第
１のトランジスタ、１０……第２のトランジス
タ、１６，１７……バイアス用トランジスタ、２
１……温度補償回路、２２，２３……ダイオー
ド、２５……発振部。
Claims (1)
- 共振回路と、該共振回路の出力信号をθ度移相
する第１移相回路と、前記共振回路の出力信号を
−θ度移相する第２移相回路と、前記第１移相回
路の出力信号を増幅する第１増幅器と、前記第２
移相回路の出力信号を増幅する第２増幅器と、前
記第１及び第２増幅器の出力信号をベクトル合成
し、合成した信号を前記共振回路に印加するベク
トル合成回路とを備える電圧制御発振回路におい
て、エミツタが共通接続された第１及び第２トラ
ンジスタからなり、前記第１トランジスタのコレ
クタが前記第１増幅器に、前記第２トランジスタ
のコレクタが前記第２増幅器に接続された差動増
幅器と、前記第１トランジスタのベースに印加す
る第１直流電圧と前記第２トランジスタのベース
に印加する前記第１直流電圧より大なる第２直流
電圧とを発生する分圧回路と、発振周波数調整用
の制御信号を前記第１トランジスタのベースに印
加する制御信号源と、ダイオード及び抵抗の直列
回路から成り前記第２直流電圧を分圧して作成し
た温度補償電圧を前記第２トランジスタのベース
に印加する温度補償回路とを設け、発振周波数を
安定化するようにしたことを特徴とする電圧制御
発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16663084U JPH0441604Y2 (ja) | 1984-11-02 | 1984-11-02 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16663084U JPH0441604Y2 (ja) | 1984-11-02 | 1984-11-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6183316U JPS6183316U (ja) | 1986-06-02 |
| JPH0441604Y2 true JPH0441604Y2 (ja) | 1992-09-30 |
Family
ID=30724438
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16663084U Expired JPH0441604Y2 (ja) | 1984-11-02 | 1984-11-02 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0441604Y2 (ja) |
-
1984
- 1984-11-02 JP JP16663084U patent/JPH0441604Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6183316U (ja) | 1986-06-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4492997A (en) | Reproducing and amplifying circuit for magnetoresistive head | |
| US4039981A (en) | Variable impedance circuit | |
| US4342006A (en) | Amplifier circuit for supplying load with output signal current proportional to input signal voltage | |
| JPH0441604Y2 (ja) | ||
| JPH0631771Y2 (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| US4584535A (en) | Stabilized current-source circuit | |
| US6208482B1 (en) | Signal amplifying circuit for an MR element | |
| JP3020235B2 (ja) | 半導体定電圧発生回路 | |
| JPH06101654B2 (ja) | 録音・再生装置 | |
| JPH0754884B2 (ja) | 電流増幅器 | |
| JP2800522B2 (ja) | 電流切換回路 | |
| JPH0225286B2 (ja) | ||
| JP2691632B2 (ja) | ゲイン可変型増幅回路 | |
| JP2707581B2 (ja) | スイッチング安定化電源 | |
| JPH0629764Y2 (ja) | 高域補償回路 | |
| JP2509385Y2 (ja) | 記録再生装置に於ける信号切換回路 | |
| JPH089931Y2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP2625730B2 (ja) | 高周波増幅装置およびその調整方法 | |
| JPH09116347A (ja) | シングルエンド入力型高周波増幅器 | |
| JP3355632B2 (ja) | レベル制御回路 | |
| JPH0336100Y2 (ja) | ||
| JPH0112417Y2 (ja) | ||
| JPS5822139Y2 (ja) | 位相比較器 | |
| JPS59174007A (ja) | 帰還型増幅回路 | |
| JP2794055B2 (ja) | Ｃｒ定数制御回路 |