JPH051957B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明はCSM型音声合成器、すなわち高々４
〜６波の周波数で表現されるCSM（Composite
Sinusoidal Modeling：複合正弦波モデル）を用
いて音声を合成する音声合成器に関する。

（従来技術） 音声合成器として従来LPC型音声合成器が広
く用いられているが、LPC型音声合成器は一般
に構造が複雑である。また音声合成に用いる
LPCフイルタの特性が、パラメータ伝送時のエ
ラー等によりその安定性が損なわれるという欠点
がある。

これに対してCSMを用いて音声合成を行なう
CSM型音声合成器は、後に詳述するように、フ
イルタを有しておらずその構造が非常に簡単であ
り、本質的に合成時における安定性の問題を生ず
ることはない。

しかしながら、高々４〜６波の周波数で表現さ
れるCSMを用いて音声を合成するためには、単
にこれらを線形結合するだけでは全く不充分で、
これ以外にいくつかの特別の処理をすることが必
要である。これらの処理については現在一般に必
ずしも明確に知られておらず、とくにCSMを用
いて音声合成を行なう場合におけるスペクトルの
拡散性、無音声の発生法、パラメータの補間法等
が確立しておらず、従つてCSM型音声合成器は
まだ実用化されているとはいい難い。

（発明の目的） 本発明の目的は、CSMを用いて音声合成を行
なう場合における上述の種々の問題を解決して、
実用的なCSM型音声合成器を提供することにあ
る。

（発明の構成） 本発明の合成器は、CSMの指定する各周波数
に設定される複数の位相リセツト機能付可変周波
数発振器と、これに対応して前記各発振器の出力
をCSMの指定する各強度に設定する複数の可変
利得増幅器と、可変長窓関数発生器と、乱数発生
器とを備え有声音合成時にはピツチ周期に対応し
て前記各発振器の位相リセツトを行ないまた無声
音合成時には前記乱数発生器の出力を乱数より算
出される分布幅と下限値とを設定された周期に対
応して前記各発振器の位相リセツトを行ない前記
可変長窓関数発生器で発生される始点が１かつ終
点が０であり連続性を有する可変長の窓関数の開
始時点および終止時点が上記位相リセツトの時点
とほぼ一致するようにしている。

（原理） 最初にCSM型音声合成器の原理について説明
する。

CSMとは、音声信号を、振幅と周波数とを自
由に選べるパラメータとしてもつ特定の個数の正
弦波の和として、表現するものである。この正弦
波の個数としては高々４〜６個の予め定めた数が
用いられる。

従つてCSM音声合成を行なう場合には、まず、
音声信号はCSM音声分析により、予め定められ
た個数の正弦波の和として表現する必要がある。
CSM音声分析については後に詳述することとし、
ここではその要点のみを説明する。

CSM分析においてもLPC分析の場合と同様に、
位相情報の無視、音源の影響の平均化、雑音成分
による不安定性の回避等を目的に、中間パラメー
タとして自己相関係数を使用する。

すなわち、CSM分析は、各分析フレーム毎に
表現されるべき音声波形から直接算出される標本
自己相関係数の低次のタツプのＮ個を、合成波の
自己相関係数の低次のタツプのＮ個と一致するよ
うに、合成すべき各正弦波の周波数およびその強
度（電力振幅）を決定することである。

今、合成すべき正弦波の個数をｎとし、各正弦
波の角周波数をω_i（ｉ＝１，２、……ｎ）、各正弦
波の強度をm_iとすると、CSMの合成波y_tは、 y_t＝_o 〓ⁱ⁼¹ √_isin（ω_iｔ＋φ_i） となるが、このタツプｌの自己相関係数γ_lは
ω_i，m_iを用いて容易に表され、 γ_l＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_icoslω_i である。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルを
X_tとすると、あるフレームにおけるタツプｌの
標本自己相関係数v_lは v_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t−ｌ として与えられる。但し、Ｍは１分析フレーム
におけるサンプル数である。

さて、CSM分析においては、上述のγ_lが、与
えられたv_lと低次のＮ個について等しくなるよう
に各m_i，ω_iの値を決定することである。

すなわち、 γ_l＝v_l：但し、ｌ＝０，１，２、……Ｎ が成立するようにm_I，ω_iの値を決定すること
である。

この具体的な方法については後に詳述すること
にして、ここでは、上述のｎ個の正弦波のm_iお
よびω_iが、与えられた音声信号に応答して各分析
フレームごとに次次に得られるものとする。

こうして得られたCSMパラメータm_i，ω_iによ
る音声特徴ベクトルパターンの一例を第１図に示
す。

また、分析フレームの窓長を30mSECとして分
析した９次（Ｎ＝９）のCSM（正弦波の個数ｎ＝
５）ラインスペクトルと、同一の音声サンプルよ
り求めた９次のLPCスペクトル包絡（LPC合成
フイルタの周波数伝送特性）との対応例を第２図
に示す。

なお、上述の次数Ｎと、正弦波の個数ｎとの間
には、後述するように Ｎ＝2n−１ の関数がある。

これらの図より、CSMは表現すべき原音声の
特徴を抽出した情報を含んでいることが窺える。

しかしながら、こうしてCSM分析の結果得ら
れたｎ組のm_i，ω_iの値を用いて、このm_i，ω_iで指
定される強度（実際の振幅は前述のように√_i）
および角周波数をもつｎ個の正弦波を作り、これ
を単純に加算合成しただけでは、人間の耳には、
単に正弦波が合成された音として聞えるだけで、
もとの音声を再現するという目的は達成できな
い。

これは、正弦波を単純加算しても、発生された
信号のスペクトルは、離散化されたｎ個の線スペ
クトルに過ぎず、一方、音声信号のスペクトルは
連続的なスペクトル包絡を有し、さらにまた、有
声音ではピツチ構造で表現され、また無声音では
確率過程で表現される微細なスペクトル構造を合
せもつていて、単純加算したCSMと音声信号と
はスペクトル構造が全く異なつていることに起因
すると考えられる。

そこで、CSMを用いて音声を合成するには、
何らかの方法を用いて線スペクトルを連続的なス
ペクトルへ拡散することが必要となる。つまり
CSM音声合成とは、第１図、第２図で示される
ような線スペクトルで表現された音声特徴ベクト
ルパターンから音声スペクトルパターンを発生さ
せることと考えることができる。

本発明においては、CSM音声合成において上
述のスペクトル拡散を行なうために、以下のよう
な手法を用いる。

すなわち、有声音は明確なピツチ構造を有する
ため、前述のようにして指定されるｎ個の各正弦
波を、このピツチ周期ごとに位相のリセツトを行
う。これにより、簡単にスペクトル包絡の発生と
ピツチの微細スペクトル構造の発生とが可能にな
る。

さらにまた、実施例の説明において詳述するよ
うな特殊の時間窓処理を上述の位相リセツト波形
に施すことにより位相リセツト時における合成波
形の不連続性を除き、音声波形のもつ連続性を確
保している。

以上の実施により第２図に示したCSMのライ
ンスペクトルは、第３図Ａに示されるように拡散
され、スペクトル包絡とピツチの微細構造とを有
するスペクトルに変化し、聴覚的にも充分実用に
耐える音質が得られることが実験結果明らかとな
つている。

なお参考のため、上述の処理を行なわず、単純
加算をしただけのCSMのスペクトルを第３図Ｂ
に示す。前述のように、このようなスペクトルを
もつ波形では聴覚的には単に正弦波が合成された
音として聞こえるだけで、音声を再現するという
目的は達成されない。

以上は有声音の場合であるが、無声音の場合に
は以下のように行なう。すなわち、上述の有声音
の場合に、ピツチ周期毎に行なつた位相のリセツ
トと特殊の時間窓処理とを、無声音の場合にはピ
ツチ周期のかわりに、確率過程としてランダムに
発生するその周期が分布幅と下限値とを設定され
たパルスを用い、このパルスの発生時点ごとに上
述の処理を実施するようにする。

以上の手法を用いることにより聴覚的に充分実
用に耐えるCSM合成を行なうことができる。な
お、以上のCSM合成はフイルタを用いない合成
法であるため、合成側の安定性に対する考慮を必
要としない。このため、m_i，ω_iの情報を合成側に
伝送し、合成側で音声を再現するような通信手段
に用いる場合に、回線品質が比較的に劣悪で伝送
途中にエラーを発生するようなときにはボコーダ
よりも良好な音質が得られるという特徴が考えら
れる。

（実施例） 次に本発明を実施例を用いて詳細に説明する。

第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。

本実施例は送信側１と、受信側２よりなる。

送信側１は、さらに、Ａ／Ｄ変換器１０１、ハ
ミング窓処理器１０２、自己相関係数計測器１０
３、CSM分析器１０４、CSM量子化器１０後、
電力量子化器１０６、ピツチ抽出器１０７、有声
音／無声音判定器１０８およびマルチプレクサ１
０９を含む。

また、受信側２は、さらに、デマルチプレクサ
および復号化器２０１、補間器２０２、有声音／
無声音切替器２０３、周期算出器２０４、乱数発
生器２０５、ｎ個の位相リセツト機能付可変周波
数発振器２０６−１，２０６−２，２０６−ｎ，
ｎ個の可変利得増幅器２０７−１，２０７−２、
……２０７−ｎ、加算合成器２０８、可変長窓関
数発生器２０９、乗算器２１０および乗算器２１
１を含んでいる。

さて、本実施例の動作は下記の通りである。伝
送されるべき音声波形は、入力ライン1000を介し
て、Ａ／Ｄ変換器１０１に供給され、ここで振幅
および時間軸が量子化されたデイジタルデータに
変換され、この出力はそれぞれ、ハミング窓処理
器１０２、ピツチ抽出器１０７、有声音／無声音
判定器１０８の入力側に供給される。

ハミング窓処理器１０２に供給されたデイジタ
ルデータは、予め定められている１フレームごと
に、公知のハミング窓関数による加重乗算がなさ
れ、各フレームのデータごとに自己相関係数計測
器１０３に供給される。

自己相関係数計測器１０３は、こうして入力さ
れた各フレームのデータごとに前述した下記の演
算により低位のＮ個の自己相関係数v_l（但しｌ＝
１，２、……Ｎ）を求める。

すなわち、１フレーム文のデータをX_t（但し、
ｔ＝０，１、……、Ｍ−１）とすると、 v_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t−ｌ の演算処理を行なうことにより、Ｎ個の各v_lを求
める。

こうして求められた各フレームごとのv_lの組を
次のCSM分析器に供給するとともに、この中の
v_p（つまり、v_p＝１／Ｍ_M-1 〓^t=0 X² _t）をこのフレームにお ける電力情報として、電力量子化器１０６に供給
する。

さて、上述の各フレームごとの自己相関係数v_l
の組の供給を受けたCSM分析器１０４は後に後
述する演算を行なうことによつて、対応するフレ
ームのCSMのｎ個の各正弦波の強度および角周
波数を指定するm_i，ω_i（但しｉ＝１，２……ｎ）
の組を決定し、これをCSM量子化器１０５に供
給する。

CSM量子化器１０５はこれらm_i，ω_iの値の組
を、再生音質に対する要求と回線の伝送容量とを
勘案して定まる適当な粗さで量子化した後、マル
チプレクサ１０９に供給する。

また前述のv_pの供給を受けた電力量子化器１０
６も、v_pを上述の観点から定まる適当な粗さで量
子化した後、同様にマルチプレクサ１０９に供給
する。

マタ、Ａ／Ｄ変換器１０１から原音声信号のデ
イジタルデータの供給を受けたピツチ抽出器１０
７は、このデイジタルデータよりピツチ周期を抽
出してこれを適当に量子化したデータとしてマル
チプレクサ１０９に供給し、同様に有声音／無声
音判定器１０８も供給されたデイジタルデータよ
り有声音／無声音の判定を行ないこれを２値信号
としてマルチプレクサ１０９に供給する。

以上の信号の供給を受けたマルチプレクサ１０
９は、これらの信号を、受信側における分離が容
易に行なえ、また与えられた伝送路を伝送するの
に適した形に合成し、伝送路１２００を介して受
信側２に伝送する。

さて受信側２においては、こうして伝送された
信号をデマルチプレクサおよび復号化器２０１に
おいて、復号化および分離を行なうことによつ
て、送信側１のマルチプレクサ１０９の入力側に
おける各信号を復元する。

こうして復元された各信号は、メモリ機能を有
する補間器２０２に供給され、必要な補間がほど
こされた後、それぞれ次のように用いられる。

まず、CSMのｎ個の各波の角周波数を指定す
るω_i（ω₁〜ω_oは、前記ｎ個の位相リセツト機能付
可変周波数発振器２０６−１〜２０６−ｎの周波
数制御入力に加えられ、これらの発振器の出力角
周波数を指定された角周波数ω₁₂〜ω_oに設定す
る。

また、CSMのｎ個の各波の強度（電力振幅）
を指定するm₁〜m_oは前記ｎ個の可変利得増幅器
２０７−１〜２０７−ｎの利得制御端子に供給さ
れ、これによつて各周波数の発振電力が指定され
た値になるように制御する。

こうして得られたｎ個の出力は、加算合成器２
０８において加算合成が行なわれた後、次の乗算
器２１０に供給される。

さて、デマルチプレクサおよび復号化器２０１
から出力されるピツチ周期情報は、メモリを含む
補間器２０２において、必要に応じて補間が施さ
れ、ピツチ周期を表わすデイジタルデータとして
有声音／無声音切替器２０３に供給される。

一方、乱数発生器２０５で発生された乱数が、
周期算出器２０４に供給され、ここで乱数の分布
幅およびその下限値が特定の値になるように変換
され、無声音時の位相リセツト時間間隔を決定す
るデータ列として有声音／無声音切替器２０３の
他方の入力に供給される。

またデマルチプレクサおよび復号化器２０１か
ら出力される有声音無声音を区別する２値信号
（Ｖ／Ｕ）は前述の切替器２０３の切替制御信号
として供給され、有声音の場合には、切替器２０
３が、補間器２０２から出力する前述のピツチ周
期を表わすデイジタルデータ側を選択して、これ
を窓関数発生器２０９に供給する。

またもし前記２値信号（Ｖ／Ｕ）が、無声音を
指定する場合には切替器２０３は、前述の周期算
出器２０４の出力の確率過程で発生するランダム
な時間間隔を表わすデータ列側を選択し、これを
上述のピツチ周期を表わすデイジタルデータ列の
かわりに、窓関数発生器２０９に供給する。

さて、窓関数発生器２０９は、位相リセツトに
よつて出力波形に生ずる不連続を除き音声波形の
もつ連続性を確保する窓関数を発生するためのも
ので、またされにこの窓関数と密接な時間関係を
有する位相リセツト用パルスをも発生する。

前述のように窓関数発生器２０９には切替器２
０３を介して、次次の位相リセツト用パルス間の
間隔を指定するデータ列が入力されるが、窓関数
発生器２０９は、このデータで指定される時間間
隔を有するインパルスを次次に発生し、これをラ
イン２０９０を介して位相リセツト機能付可変周
波数発振器２０６−１〜２０６−ｎの位相リセツ
ト端子に供給し、これによつてこれら発振器の位
相リセツトを行なう。またこれをライン２０９０
を介して補間器２０２に供給し、角周波数データ
ω_iおよび強度データm_iを補間するためのタイミン
グ信号として使用する。

すなわち、入力されたデータにより指定された
その時点における位相リセツト用パルス間間隔の
値をＴとし、前の位相リセツト用パルスが発生し
てからの経過時間をｘとすると W_(x)＝0.5＋0.5cos（ｘｘ／Ｔ） 但し ０＜ｘＴ で表わされるような窓関数を発生する。この窓関
数W_(x)を第５図Ａに示す。上述のＴの値は、有声
音の場合にはピツチ周期を表わし、無声音の場合
には確率過程で発生する変数を表わすので時間と
ともに変化する。従つて、この窓関数W_(x)は可変
長であり、上述の位相リセツト用パルスの発生と
第５図Ｂに示すような相対時間関係で同期してい
る（窓関数の開始時点および終止時点が位相リセ
ツト用パルスの発生時点とほぼ一致している）。

こうして発生された窓関数はライン２０９１を
介して乗算器２１０に供給される。この結果、乗
算器２１０において、加算合成器２０８で合成さ
れた各位相リセツト用パルスごとに位相リセツト
されるｎ個の正弦波形と、各位相リセツト用パル
スに同期して発生される上述の窓関数W(x)との積
が得られる。こうして得られる波形は、各正弦波
が位相リセツトされる直前で窓関数W(x)の乗算に
より連続的に０に収束されており、また位相リセ
ツト時点では各正弦波は０から立ち上るので波形
の連続性が確保され、かくして窓関数W(x)の乗算
により位相リセツト波形に生ずる不連続性を除く
ことができる。

不連続性を除かれた乗算器２１０の出力は、次
の乗算器２１１に供給され、ここで送信側１から
送られた各フレームの電力情報によつて加重さ
れ、合成音声としてライン２０００から出力され
る。

以上に説明したように、本実施例の受信側２に
おいては、前述した音声合成に必要なCSM合成
が実行され、この結果、送信側１に入力した原音
声の再現が、伝送路１２００における情報量の圧
縮や伝送エラーにもかかわらず比較的良好な音質
をもつて行なわれることになる。

以上で説明した補間器２０２における各伝送デ
ータに対する補間は、送信側１で各伝送データを
量子化する際の粗さに応じて種種の組合せ（例え
ばω_iだけ、あるいはω_i，m_iだけ、等）で行なうこ
とが可能で、また補間の方法も、直線補間あるい
はさらに高級な関数による補間を用いることも可
能である。なお、ω_i，m_iに対する補間に関して
は、上述の位相リセツトパルスの発生時点ごとに
補間データが得られるように補間点を選定するこ
とが有利であり、つまりω_i，m_iの時間的歪を減少
でき、再現性を向上できるので、ω_i，m_iの値の更
新をこのタイミングで行なうために前述のように
位相リセツト用パルスをライン２０９０を介して
補間器２０２に供給している。

このような補間を行なうためには、必要な後の
データが到着するかまたは発生するかした後に、
補間データが求められるため、発振器２０６に対
する位相のリセツトおよび周波数ω_iの設定、また
増幅器２０７に対する強度m_iの設定等の実際の
処理は、実時間より必要な一定時間だけ遅れて実
行されることになる。このため補間器２０２には
必要な情報を必要時点まで記憶しておくためのメ
モリが含まれている。

次に、位相リセツト機能付可変周波数発振器２
０６の回路例を第６図に示す。周波数制御端子２
０６１に加わる電圧によつて、定電流電源２０６
２および２０６３に流れる。容量２０６４に対す
る充放電電流値を制御し、これによつて発振周波
数を可変とする。ｖ点の発振電圧波形は基準電圧
の＋Vrと−Vrとの間を直線的に上下する三角波
形となる。位相リセツト端子２０６５にインパル
スを加えると、ｖ点は瞬間的に接地されて、強制
的に０電位に引き戻され、そこから発振を再スタ
ートして位相リセツトが行なわれる。この。ｖ点
の三角波発振出力を正弦波変換器２０６６に入力
し正弦波に変換して端子２０６７より出力し、こ
れを発振器２０６の出力として用いる。正弦波変
換器２０６６は例えばROMに格納したサイン関
数値を入力波形で読出す等の方法により容易に実
現できる。

またこのような位相リセツト機能付可変周波数
発振器は計算機のプログラムを用いて実現するこ
とも容易である。

次に可変利得増幅器２０７の回路例を第７図に
示す。増幅すべき信号を端子２０７１に加え、制
御信号を端子２０７２に加えることによつて負帰
還量を制御し出力端子２０７３に制御された振幅
を有する出力を得る。

またこのほかに、アナログ乗算器を用いて実現
することもできるし、またＤ／Ａ変換器の基準電
圧のアナログ波形入力を用い、デイジタル入力
に、デイジタル量で表現された制御情報を用いる
等の方法によつても容易に実現することができ
る。

次に乱数発生器２０５の一回路例を第８図に示
す。15段のシフトレジスタ２０５１と１個の中加
算器２０５２とにより2¹⁵−１の同期を有する15
次のＭ系列の疑似乱数を発生する。必要な時点で
クロツク端子２０５３にシフトパルスを加えるこ
とにより、次の乱数値が得られる。

次に周期算出器２０４のブロツク図を第９図Ａ
に示す。これは上述の乱数発生器２０５から出力
される０から2¹⁵−１の範囲に一様に分布してい
る乱数を、無声音時の位相リセツト用パルスの時
間間隔を指定する乱数として用いるのに適した分
布に変換するもので、定数乗算器２０４１と定数
加算器２０４２よりなる。これによつて、第９図
Ｂに示すように、乱数の分布幅Ｄと下限値Ｌとを
適当な値に設定することができる。

次に窓関数発生器２０９の一実施例を第１０図
に示す。これは、レジスタ２０９１、プリセツト
可能なダウンカウンタ２０９２、カウンタ２０９
３、読出し専用メモリ（ROM）２０９４を含ん
でいる。

切替器２０３から供給された位相リセツト用パ
ルス間隔を指定するデータＴは、レジスタ２０９
１に格納される。ダウンカウンタ２０９２は一定
周期の高速クロツクCLKをカウントするカウン
タで、まず、レジスタ２０９１の内容Ｔをプリセ
ツトし、これをクロツクCLKを用いてダウンカ
ウントする。カウンタ２０９２の内容が０になる
と出力端子よりパルスを発生し、これにより再び
レジスタ２０９１の内容をプリセツトしてこの値
のダウンカウントを開始する。かくしてダウンカ
ウンタ２０９２の出力２０９２−１にはＴに比例
した周期（例えばＴ／ｋ）をもつパルス列が発生
する。このパルス列はカウンタ２０９３のクロツ
クとして加えられる。このクロツクで歩進される
カウンタ２０９３のカウント出力２０９３−１は
ROM２０９４にアドレス指定信号として加えら
れ、そこに書き込まれている窓関数w(x)のデータ
を順番に読出してライン２０９１に出力する。カ
ウンタ２０９３の内容がｋになると、ROM２０
９４の窓関数w(x)の最後のデータが読出され、こ
れとともにカウンタ２０９３はリセツトされてラ
イン２０９０にリセツトパルスを出力する。この
リセツトパルスは、発振器２０６−１〜２０６−
ｎの位相リセツト用端子および補間器２０２に供
給される前述の位相リセツト用パルスとして用い
られると共に、レジスタ２０９１に次の入力デー
タをセツトするために用いられる。またROM２
０９４の中にｋ個のサンプルとして予め格納され
ている窓関数w(x)のデータはライン２０９５に読
出されて乗算器２１０に供給される。かくして、
パルス間間隔がつぎつぎに指定された値をもつ位
相リセツト用パルスと、これと第５図Ｂに示すよ
うに同期された可変長の窓関数w(x)とが生成され
る。

最後にCSM分析析について説明する。

前述のように、CSM分析は、各分析フレーム
毎に、表現されるべき音声波形から直接算出され
る標本自己相関係数のＮ個の低次のタツプ値と、
合成波（ｎ個の正弦波の和）のＮ個の低次のタツ
プ値とが一致するように、合成すべき各正弦波の
周波数ω_iとその強度（電力振幅）m_iとを決定する
ことである。

今、合成波のタツプｌの自己相関係数をγ_lとす
ると、前述のように、 γ_l＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_icoslω_i となる。

一方、表現されるへき音声波形のサンプルX_t
から、あるフレームの、タツプｌの標本自己相関
係数v_lは v_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t−ｌ ……(1) である。

これより、 γ_l＝v_l ……(2) ｌ＝０，１，２、……Ｎ、但しＮ＝2n−１ とすると下記のマトリツクス表現が得られる。

しかし上式は、ω_iおよびm_iが未知のため単純な
行列演算では解けない。そこで、 ω_i＝cos^-1X_i ……(4) とおき、 coslω_i＝coslcos^-1X_i≡T_l（x_i） ……(5) の置換を行なう。このT_l(x)はTchebycheff（チエ
ビシエフ）の多項式である。この置換を行なうと
(3)式は次のように変換される。

ところが、一般にx^lはT₀(x)，T₁(x)……T_l(x)の
線形結合として表わすことができる。

すなわち、 x^l＝_l 〓^j=0 S⁽¹⁾ _jT_j(x) ……(7) 但しS(l)_jは逆Tchebycheff（チエビシエフ）関数
である。

このS(l)_jを用いて、前述の標本自己相関係数v_j
の線形結合A_lを下式のように定義する。

A_l＝_l 〓^j=0 S⁽¹⁾ _jv_j ……(8) 但しｌ＝０，１，２、……、2n−１ こうすると、(6)式の左辺および右辺にそれぞれ
(7)式および(8)式の関係を用いることにより、下記
の関係式が成立する。

さて、ここで、x₁，x₂、……、x_oに零点をも
つ、ｎ次の多項式 P_o(x)≡_o 〓^k=0 p⁽ⁿ⁾ _kX^k＝_o Πⁱ⁼¹ （ｘ−x_i） を定義し、このP_o(x)を用いて、(9)式の左辺と似
た式の _o 〓ⁱ⁼¹ m_iP_o（x_i）x^l _i を作り、これを検討してみる。上式が０であるこ
とは明らかであるが、さらにこれは次のように書
き変えることができる。

０＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_iP_o（x_i）x^l _i＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_io 〓^k=0 p⁽ⁿ⁾ _kX^k+l _i＝_o 〓^k=0 p⁽ⁿ⁾ _ko 〓ⁱ⁼¹ m_ix_i ^k+l＝_o 〓^k=0 p⁽ⁿ⁾ _kA_k+l 以上により、ｌ＝０，１，２、……ｎとして下
式が得られる。

しかるにp⁽ⁿ⁾ _o＝１である。

が成立する。左辺のA_iでできるマトリクスは一般
にHankel（ヘンケル）行列と呼ばれているもので
ある。前述のように各A_iは、表現すへき音声波形
の標本自己関係数v_jから(8)式により与えられるも
ので既知である。

従つて(10)式を解くことにより、p⁽ⁿ⁾ ₀，p⁽ⁿ⁾ ₁、……
p⁽ⁿ⁾ _o-1の値を求めることができる。

この各p⁽ⁿ⁾ _iが求めると、ｎ次方程式 P_o(x)＝xⁿ＋p⁽ⁿ⁾ _o-1x^n-1＋……p⁽ⁿ⁾ ₀＝０ の解として、｛x₁，x₂……、x_o｝が求められる。

これより各CSM周波数ω_iは(4)式の ω_i＝cos^-1x_i より求められ、またCSM強度m_iは(9)式より導か
れる下式を用いて求められる。

なお、上式の左辺の行列は一般にVan der
Monde（フアンデルモンデ）行列と呼ばれている
ものである。

以上をまとめると、CSM分析の分析アルゴリ
ズムは以下のようになる。

(1) 標本自己相関係数を計算する v_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t−ｌ (2) 逆チエビシエフ係数を用いてA_lを定義する。

A_l＝_l 〓^j=0 S⁽¹⁾ _jv_j (3) A_lによるHankel（ヘンケル）行列方程式を解
いてp⁽ⁿ⁾ _iを求める (4) p⁽ⁿ⁾ _iを係数としてもつｎ次代数方程式を解い
てｎ個のx_iを求める。

P_o(x)≡xⁿ＋p⁽ⁿ⁾ _o-1x^n-1＋p⁽ⁿ⁾ _o-2x^n-2＋……＋p⁽ⁿ⁾ ₁
ｘ＋
p₀＝０ (5) cos逆変換を行なつてCSM角周波数｛ω_i｝を
求める。

ω_i＝cos^-1x_i (6) Van der Monde（フアンデルモンデ）行列
方程式を解いてCSM強度｛m_i｝を求める。

以上の各ステツプを実行することによりCSM
の各周波数｛ω₁，ω₂……ω_o｝および各波の強度
｛m₁，m₂、……m_o｝を求めることができる。

なお、上述のHankel（ヘンケル）行列方程式の
能率的解法として、初期条件を与えて逐次的に解
を求める方法が知られている。

また、上記ｎ次の代数方程式は実根のみを有す
ることが証明されているため、ニユートン・ラプ
ソンの方法等を用いて根を求めることができる。

さらに、上記Van der Monde（フアンデルモ
ンデ）行列方程式の能率的解法として三角行列化
を行なつて順次に解を求める方法を用いることが
できる。なお、上述の分析法は嵯峨山氏らの論文
゛複合正弦波モデルによる音声スペクトル分析″
電子通信学会論部誌′81/2Vol.J64−ＡNo.2P.105〜
112に詳しく述べられている。

以上は本発明の一実施例を示したもので、本発
明は以上の実施例に限定されるものではない。

例えば、送信側のCSM分析において、本実施
例では、標本自己相関係数とCSMの自己相関係
数とを等しいとする方程式を解く方法を用いた
が、このかわりに、LPC係数の無損失化による
線スペクトル周波数の算出および留数計算による
方法を用いることもできる。いずれにせよ、
CSM分析によつて得られた適正なCSMパラメー
タと他の必要なパラメータとを上述の実施例の受
信側に供給することにより良好な音質をもつ
CSM音声合成が可能となる。こうしてCSM型音
声分析合成装置を構成することもできる。

また本実施例においては、補間器により、位相
リセツト時点で、パラメータ補間を行なうように
したが、これは省略することもできる。

さらに、本実施例においては、特定の関数形を
もつ可変長窓関数を用いたが、この関数形は一例
を示したもので、他の関数形が用いられることも
明らかである。

さらに乱数発生器、周期算出器等も一例を示し
たもので、これに限定される必要はない。

（発明の効果） 以上述べたように本発明を用いると、CSMパ
ラメータを用いて音声信号を良好な音質をもつて
合成するCSM型音声合成器を提供できる。

この合成器は構造が簡単でフイルタを含まず、
このため合成側における安定性の問題が生じない
等の利点を有し、これを用いて音声伝送装置、音
声分析合成装置等の性能向上を達成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はCSMパラメータによる音声特徴ベク
トルパターンの一例を示す図、第２図はCSMラ
インスペクトルと、同一音声サンプルより求めた
LPCスペクトル包絡との対応例を示す図、第３
図Ａは拡散されたCSMのスペクトル包絡とピツ
チの微細構造とを示す図、第３図Ｂは単純加算し
ただけのCSMスペクトルを示す図、第４図は本
発明の一実施例を示すブロツク図、第５図Ａは可
変長窓関数の関数形を示す図、第５図Ｂは前記可
変長窓関数と位相リセツト用パルスとの相対時間
関係を示す図、第６図は位相リセツト機能付可変
周波数発振器の一回路例を示す図、第７図は可変
利得増幅器の一回路例を示す図、第８図は乱数発
生器の一回路例を示す図、第９図Ａは周期算出器
のブロツク図、第９図Ｂは前記周期算出器の出力
の乱数の分布を示す図および第１０図は可変長窓
発生器の一例を示すブロツク図である。 図において、１……送信側、２……受信側、１
０１……Ａ／Ｄ変換器、１０２……ハミング窓処
理器、１０３……自己相関係数計測器、１０４…
…CSM分析器、１０５……CSM量子化器、１０
６……電力量子化器、１０７……ピツチ抽出器、
１０８……有声音／無声音判定器、１０９……マ
ルチプレクサ、２０１……デマルチプレクサおよ
び復号化器、２０２……補間器、２０３……有声
音／無声音切替器、２０４……周期算出器、２０
５……乱数発生器、２０６−１〜２０６−ｎ……
位相リセツト機能付可変周波数発振器、２０７−
１〜２０７−ｎ……可変利得増幅器、２０８……
加算合成器、２０９……可変長窓関数発生器、２
１０，２１１……乗算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ CSMの指定する各周波数に設定される複数
   の位相リセツト機能付可変周波数発振器と、 これに対応して前記各発振器の出力をCSMの
   指定する各強度に設定する複数の可変利得増幅器
   と、 可変長窓関数発生器と、 乱数発生器とを備え、 有声音合成時にはピツチ周期に対応して前記各
   発振器の位相リセツトを行ないまた無声音合成時
   には前記乱数発生器の出力を乱数より算出される
   分布幅と下限値とを設定された周期に対応して前
   記各発振器の位相リセツトを行ない前記可変長窓
   関数発生器で発生される始点が１かつ終点が０で
   あり連続性を有する可変長の窓関数の開始時点お
   よび終止時点が上記位相リセツトの時点とほぼ一
   致するようにしたことを特徴とするCSM型音声
   合成器。 ２ 前記位相リセツトの時点でCSMパラメータ
   の補間を実施するようにしたことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のCSM型音声合成器。