JPH051958B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は音声通信の秘話化を行なう秘話装置、
とくにCSM（Composite Sinusoidal Mode−
ling：複合正弦波モデル）の原理に基づく秘話装
置に関し、秘話性の高いアナログ秘話装置に係
る。

（従来技術） 一般に秘話装置として、音声信号をＡ／Ｄ変換
によりデイジタル符号に変換し、これに特定のコ
ード変換等を施すことにより原音声情報を秘匿し
て伝送し、受信側においてこの逆コード変換を行
なつた後Ｄ／Ａ変換により原音声信号を再現する
というデイジタル秘話装置が広く用いられてい
る。しかしこのようなデイジタル方式は、伝送容
量、エラーレート等の伝送路の伝送品質に対する
要求度が高いという欠点を有している。

またこれに対し、例えば音声信号のスペクトル
を反転し、あるいはこれを分割して相対位置を入
れ替えて伝送する等の方法を用いるアナログ秘話
装置もあるが、これは一般に伝送路の伝送品質に
対する要求は低くてすむが、原音声信号のスペク
トル包絡が何等かの形で残存しているため一般に
秘話性が低いという欠点を有している。

（発明の目的） 本発明の目的は、後述するCSMによる音声分
析、音声合成の原理に基づいて秘話性の高い新ら
しい型のアナログ秘話装置を提供することにあ
る。

（発明の構成） 本発明の装置は、CSM分析手段と、前記手段
により算出されたCSM周波数データの分布範囲
を一定の比率で変換する手段と、前記変換された
CSMデータによつて指定される周波数と振幅と
をもつ複数の正弦波の加算合成波形を発生する
CSMスペクトル発生手段とを有する送信側と、 前記送信側のCSMスペクトル発生手段からの
信号のスペクトル分析を行ない前記加算合成され
た複数の各正弦波の周波数および振幅を指定する
各パラメータを抽出するスペクトルパラメータ抽
出手段と、前記抽出されたパラメータを前記送信
側に於ける変換の逆変換を行なう手段と、前記逆
変換されたパラメータの指定する各周波数に設定
される複数の位相リセツト機能付可変周波数発振
器と、これに対応して前記各位相リセツト機能付
可変周波数発振器の出力を前記抽出されたパラメ
ータの指定する振幅に設定する可変利得増幅器と
可変長窓関数発生器と、乱数発生器とを備え、有
声音を合成する場合にはピツチ周期に対応して前
記各位相リセツト機能付可変周波数発振器の位相
リセツトを行ない、無声音を合成する場合には前
記乱数発生器の出力の乱数より算出される周期に
対応して前記各位相リセツト機能付可変周波数発
振器の位相リセツトを行ない、前記可変長窓関数
発生器で発生される窓関数の開始時点および終止
時点が上記位相リセツトの時点とほぼ一致するよ
うにした受信側とを有する。

（原理） 前述のように本発明の秘話装置はCSMの音声
分析、音声合成の原理に基づいている。

そこで最初にCSMの音声分析および音声合成
の原理から説明する。

CSMとは、音声信号を、振幅と周波数とを自
由に選べるパラメータとしてもつ特定の個数の正
弦波の和として、表現するものである。この正弦
波の個数としては高々４〜６個の予め定めた数が
用いられる。

従つてCSM音声合成を行なう場合には、まず
音声信号をCSM音声分析により、予め定められ
た個数の正弦波の和として表現する必要がある。
CSM音声分析については後に詳述することとし、
ここではその要点のみを説明する。

CSM分析においてもLPC分析の場合と同様に、
位相情報の無視、音源の影響の平均化、雑音成分
による不安定性の回避等を目的に、中間パラメー
タとして自己相関係数を使用する。

すなわち、CSM分析は、各分析フレーム毎に
表現されるべき音声波形から直接算出される標本
自己相関係数の低次のタツプのＮ個を、合成波の
自己相関係数の低次のタツプＮ個と一致するよう
に、合成すべき各正弦波の周波数およびその強度
（電力振幅）を決定することである。

今、合成すべき正弦波の個数をｎとし、各正弦
波の各周波数をω_i（ｉ＝１，２，…ｎ）各正弦波
の強度をm_iとすると、CSMの合成波ytは、 yt＝_o 〓ⁱ⁼¹ √sin（ωit＋φi） となるが、このタツプｌの自己相関係数γ_lはωi，
miを用いて容易に表わされ、 γ_l＝_o 〓ⁱ⁼¹ micoslωi である。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルを
X_tとするとあるフレームにおけるタツプｌの標
本自己相関係数υ_lは υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l として与えられる。

但し、Ｍは１分析フレームにおけるサンプル数
である。

さて、CSM分析においては、上述のγ_lが与え
られたυ_lと低次のＮ個について等しくなるように
各m_i，ω_iの値を決定することである。

すなわち、 γ_l＝υ_l：但し、ｌ＝０，１，２，…Ｎ が成立するようにm_i，ω_iの値を決定することであ
る。

この具体的な方法については後に詳述すること
にして、ここでは、上述のｎ個の正弦波のm_iお
よびω_iが、与えられた音声信号に応答して各分析
フレームごとに次次に得られるものとする。

こうして得られたCSMパラメータm_i，ω_iによ
る音声特徴ベクトルパターンの一例を第１図に示
す。

また、分析フレームの窓長を30ｍSECとして分
析した９次（Ｎ＝９）のCSM（正弦波の個数ｎ＝
５）ラインスペクトルと、同一の音声サンプルに
より求めた９次のLPCスペクトル包絡（LPC合
成フイルタの周波数伝送特性）との対応例を第２
図に示す。

なお、上述の次数Ｎと、正弦波の個数ｎとの間
には、後述するように Ｎ＝2n−１ の関係がある。

これらの図より、CSMは表現すべき原音声の
特徴を抽出した情報を含んでいることが窺える。

しかしながら、こうしてCSM分析の結果得ら
れたｎ組のm_i，ω_iの値を用いて、このm_i，ω_iで指
定される強度（実際の振幅は前述のように√_i）
および角周波数をもつｎ個の正弦波を作り、これ
を単純に加算合成しただけでは、人間の耳には、
単に正弦波が合成された音として聞こえる程度で
全くもとの音声として聴きとることはできないと
いう特徴を有している。

これは、正弦波を単純加算しても、発生された
信号のスペクトルは、離散化されたｎ個の線スペ
クトルに過ぎず、一方、音声信号のスペクトルは
連続的なスペクトル包絡を有し、さらにまた、有
声音ではピツチ構造で表現され、また無声音では
確率過程で表現される微細なスペクトル構造を合
せもつていて、単純加算したCSMと音声信号と
はスペクトル構造が全く異なつていることに起因
すると考えられる。

そこで、CSMを用いて聴きとることができる
音声を合成するには、何らかの特別の方法によ
り、線スペクトルを連続的なスペクトルへ拡散す
ることが必要となる。つまりCSM音声合成とは、
第１図、第２図で示されるような線スペクトルで
表現される音声特徴スペクトルパターンを特別な
方法で拡散させて、これから音声スペクトルパタ
ーンを発生させることである。そして、このよう
なCSM音声合成を行なわなければCSMで指定さ
れる周波数と振幅とをもつ複数の正弦波の単純加
算合成波形は、もとの音声を再現するに必要な情
報を最も基本的な形で含んでいるにもかかわら
ず、全く音声として聴きとることができないので
ある。

本発明の秘話装置は、CSMの単純加算合成波
形のもつ上述の特徴を利用したものである。

すなわち、送信側において入力音声信号の
CSM分析を行ない、このCSMの指定する角周波
数と振幅とをもつ複数の正弦波の単純加算合成波
形のアナログ信号を生成してこれを伝送路に送出
する。上述のようにこの合成波形は音声を再現す
るのに必要な情報を最も基本的な形で含んでいる
にもかかわらず音声としては全く聴きとることが
できないという高い秘話性を有している。また、
とくに必要な場合には後に詳述するようにCSM
のパラメータに予め定めた特定の変換を施すこと
によつてさらにその秘匿性を向上することもでき
る。

さて、受信側においては、特殊なCSM音声合
成を行なつて原音声を再現する。本発明の秘話装
置の受信側におけるスペクトル拡散によるCSM
音声合成の手法は下記のようなものである。

すなわち、有声音は明確なピツチ構造を有する
ため、前述のようにして指定されるCSMのｎ個
の各正弦波を、このピツチ周期ごとに位相のリセ
ツトを行なう。これにより、簡単にスペクトル包
絡の発生とピツチの微細スペクトル構造の発生と
が可能になる。

さらにまた、実施例の説明において詳述するよ
うな特殊の時間窓関数処理を上述の位相リセツト
波形に施すことにより位相リセツト時における合
成波形の不連続性を除き、音声波形のもつ連続性
を確保している。

以上の実施により第２図に示したCSMのライ
ンスペクトルは、第３図Ａに示されるように拡散
され、スペクトル包絡とピツチの微細構造とを有
するスペクトルに変化し、聴覚的にも充分実用に
耐える音質が得られることが実験結果明らかとな
つている。

なお参考のため、上述の処理を行なわず、単純
加算をしただけのCSMのスペクトルを第３図Ｂ
に示す。前述のように、これが伝送路を介して伝
送される信号のスペクトルであり、このようなス
ペクトルをもつ波形では聴覚的には単に正弦波が
合成された音として聞える程度で、原音声を再現
することはできない。

以上は有声音の場合であるが、無声音の場合に
は以下のように行なう。すなわち、上述の有声音
の場合に、ピツチ周期毎に行なつた位相のリセツ
トと特殊の時間窓関数処理とを、無声音の場合に
はピツチ周期のかわりに、確率過程としてランダ
ムに発生するパルスを用い、このパルスの発生時
点ごとに処理を実施するようにする。

以上の手法を用いることにより聴覚的に充分実
用に耐えるCSM合成を行なうことができる。

なお、以上のCSM合成はフイルタを用いない
合成法であるため、合成側の安定性に対する考慮
を必要としない。このため、m_i，ω_iの情報を合成
側に伝送し、合成側で音声を再現する本装置のよ
うな通信手段に用いる場合に、回線品質が比較的
劣悪なときには、ボコーダよりも良好な音質が得
られるという特徴も考えられる。

ところで上述のごとく正弦波を単純加算しただ
けでは音声として知覚されない。本発明の秘話装
置は係る原理に基づくものであり、正弦波の分布
範囲を変換する手段により更に秘話性を高めてい
る。

（実施例） 次に本発明を実施例を用いて詳細に説明する。

第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。

本実施例は送信側１と、受信側２よりなる。

送信側１は、さらにＡ／Ｄ変換器１０１、ハミ
ング窓処理器１０２、自己相関係数計測器１０
３、CSM分析器１０４、ピツチ・Ｖ／UV分析器
１０５、パラメータ変換器１０６、ｎ個の可変周
波数発振器１０７−１〜１０７−ｎ、ｎ個の可変
利得増幅器１０８−１〜１０８−ｎ、加算合成器
１０９、可変利得増幅器１１０、可変周波数変換
器１１１、Ｖ／UVスイツチ１１２、および加算
合成器１１３を含む。

また受信側２は、さらに、スペクトル分析器２
０１、電力分離器２０２、パラメータ逆変換器２
０３、ｎ個の位相リセツト機能付可変周波数発振
器２０４−１〜２０４−ｎ、ｎ個の可変利得増幅
器２０５−１〜２０５−ｎ、加算合成器２０６、
乗算器２０７、乗算器２０８、Ｖ／UV切替器２
０９、可変長窓関数発生器２１０、周期算出器２
１１および乱数発生器２１２を含んでいる。

さて、本実施例の動作は下記の通りである。伝
送されるべき音声波形は、入力ライン１０００を
介して、Ａ／Ｄ変換器１０１に供給され、ここで
振幅および時間軸が量子化されたデイジタルデー
タに変換されこの出力はそれぞれ、ハミング窓処
理器１０２、およびピツチ・Ｖ／UV分析器１０
５に供給される。

ハミング窓処理器１０２に供給されたデイジタ
ルデータは、予め定められている１フレームごと
に、公知のハミング窓関数による荷重乗算がなさ
れ、各フレームのデータごとに自己相関係数計測
器１０３に供給される。

自己相関係数計測器１０３は、こうして入力さ
れた各フレームのデータごとに前述した下記の演
算により低位のＮ個の自己相関係数υ_l（但しｌ＝
１，２，……Ｎ）を求める。

すなわち、１フレーム分のデータをX_t（但しｔ
＝０，１，……，Ｍ−１）とすると、 υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l の演算処理を行なうことにより、Ｎ個の各υ_lを求
める。

こうして求められた各フレーム毎のυ_lの組を次
のCSM分析器１０４に供給するとともに、こう
の中のυ₀（つまりυ₀＝１／Ｍ_M-1 〓^t=0 X_2/t）をこのフレーム における電力情報としてパラメータ変換器１０６
に供給する。

さて、上述の各フレームごとの自己相関係数υ_l
の組の供給を受けたCSM分析器１０４は後に詳
述する演算を行なうことによつて、対応するフレ
ームのCSMのｎ個の各正弦波の強度および角周
波数を指定するm_i，ω_i（但しｉ＝１，２，…ｎ）
の組を決定し、これをパラメータ変換器１０６に
供給する。

また、Ａ／Ｄ変換器１０１から原音声信号のデ
イジタルデータの供給を受けたピツチ・Ｖ／UV
分析器１０５は、ピツチ周期と有声音（Ｖ）／無
声音（UV）に関する情報を抽出してパラメータ
変換器１０６に供給する。

さて、パラメータ変換器１０６はこれらの情報
のパラメータ変換を行なつて出力する変換器であ
るが、説明を分りやすくするために、最初はこの
変換器が何の変換も行なわず、入力した信号をそ
のまま出力するものとする。

かくして、CSM分析器１０４で得られたｎ個
の角周波数情報ω_iは変換器１０６を介して、可変
周波数発振器１０７−１〜１０７−ｎに供給さ
れ、これ等発振器の出力角周波数をそれぞれ指定
されたω_iに設定する。また、CSM分析器１０４
で得られたｎ個の強度情報m_iは、同様に変換器
１０６を介して可変利得増幅器１０８−１〜１０
８−ｎの利得制御情報として供給され、前記各発
振器１０７−１〜１０７−ｎの出力をそれぞれ指
定された強度m_iになるように設定する。

かくして加算合成器１０９の出力には、CSM
で指定される振幅および周波数を有する複数の正
弦波の単純加算合成をした波形が得られる。

上述の合成波形はさらに可変利得増幅器１１０
により、その全電力が、計測器１０３で得られた
電力υ₀に比例するよう制御された後合成器１１３
に供給される。

一方、分析器１０５で得られたピツチ周期情報
は可変周波数発振器１１１に供給され、この発振
器１１１の周波数が与えられたピツチの基本周波
数になるように制御される。さらに分析器１０５
からの有声／無声（Ｖ／UV）情報は、Ｖ／UV
スイツチ１１２に供給され、有声音（Ｖ）の場合
には発振器１１１の出力を合成器１１３に供給
し、無声音（UV）の場合にはこれを断とするよ
うに制御する。

かくして合成器１１３に接続された伝送路１２
００には、ピツチ情報と電力制御されたCSMの
各正弦波の加算合成波形がアナログ信号の形で伝
送されるが、前述のように、この信号をそのまま
音響に変換しても何等音声として聴きとることが
できないという点で秘話性を有している。

さて、受信側２においては、こうして伝送され
た信号は、スペクトル分析器２０１でスペクトル
分析が行なわれ、前記CSMのラインスペクトル
で指定される各角周波数情報ω_iと全電力で荷重さ
れた各強度情報m_i′が得られ、後者は電力分離器
２０２において全電力情報υ₀と、CSMの各正弦
波の強度情報m_iとに分離される。

さらにまた、前記スペクトル分析器２０１にお
いて、ピツチ周期情報とＶ／UV情報とが抽出さ
れ、上記各情報はパラメータ逆変換器２０３に供
給される。

さて、パラメータ逆変換器２０３は、前述の送
信側のパラメータ変換器１０６の逆変換を行なう
変換器であるが、前述と同様に説明を分りやすく
するために、まず、送信側のパラメータ変換器１
０６が何も変換を行なわず入力信号をそのまま出
力するとしたのに対応して、パラメータ逆変換器
２０３も入力した信号をそのまま出力するものと
する。

かくして、スペクトル分析器２０１の出力であ
るCSMのｎ個の各波の角周波数を指定するω_i（ω₁
〜ω_o）は、前記ｎ個の位相リセツト機能付可変
周波数発振器２０４−１〜２０４−ｎの周波数制
御入力に加えられ、これらの発振器の出力角周波
数を指定された角周波数ω₁〜ω_oに設定する。

また、CSMのｎ個の各波の強度（電力振幅）
を指定するm₁〜m_oは、前記ｎ個の可変利得増幅
器２０５−１〜２０５−ｎの利得制御端子に供給
され、これによつて各周波数の発振電力が指定さ
れた値になるように制御する。

こうして得られたｎ個の出力は、加算合成器２
０６において加算合成が行なわれた後、次の乗算
器２０７に供給される。

さて、スペクトル分析器２０１で抽出されたピ
ツチ周期データと、Ｖ／UV情報（有声音／無声
音情報）とは、それぞれパラメータ逆変換器２０
３を介して、Ｖ／UV切替器２０９に供給され
る。

一方、乱数発生器２１２で発生された乱数が、
周期算出器２１１に供給され、ここで乱数の分布
幅およびその下限値が特定の値になるように変換
され、無声音時の位相リセツト時間間隔を決定す
るデータ列としてＶ／UV切替器２０９に供給さ
れる。

かくして、スペクトル分析器２０１の前述の
Ｖ／UV情報が無声音（Ｖ）を指定する場合に
は、切替器２０９は、前述のピツチ周期データ側
を選択し、これを可変長窓関数発生器２１０に供
給する。またもし前述のＶ／UV情報が無声音
（UV）を指定する場合には切替器２０９は、前
述の周期算出器２１１の出力の確率過程で発生す
るランダムな時間間隔を表わすデータ列側を選択
し、これを前述のピツチ周期を表わすデイジタル
データ列のかわりに、窓関数発生器２１０に供給
する。

さて、窓関数発生器２１０は、位相リセツトに
よつて出力波形に生ずる不連続を除き音声波形の
もつ連続性を確保する窓関数を発生するためのも
ので、またさらにこの窓関数と密接な時間関係を
有する位相リセツト用パルスをも発生する。

前述のように、窓関数発生器２１０には、切替
器２０９を介して、次次の位相リセツト用パルス
間の間隔を指定するデータ列が入力されるが、窓
関数発生器２１０は、このデータで指定される時
間間隔を有するインパルスを次次に発生し、これ
をライン２１００を介して位相リセツト機能付可
変周波数発振器２０４−１〜２０４−ｎの位相リ
セツト端子に供給し、これによつてこれら発振器
の位相リセツトを行なう。

さて、窓関数発生器２１０は上述の位相リセツ
トパルスの発生と同期して下記のような可変長の
窓関数ω（ｘ）を発生する。

すなわち、入力されたデータにより指定された
その時点における位相リセツト用パルス間間隔の
値をＴとし、前の位相リセツト用パルスが発生し
てからの経過時間をｘとすると、 ω（ｘ）＝0.5＋0.5cos（πｘ／Ｔ） 但し ０＜ｘＴ で表わされるような窓関数を発生する。この窓
関数ω（ｘ）を第５図Ａに示す。上述のＴの値は、
有声音の場合にはピツチ周期を表わし、無声音の
場合には確率過程で発生する変数を表わすので、
いずれの場合にも時間とともに変化する。従つて
この窓関数ω（ｘ）は可変長であり、上述の位相
リセツト用パルスの発生と第５図Ｂに示すような
相対時間関係で同期している（窓関数の開始時点
および終止時点が位相リセツト用パルスの発生時
点とほぼ一致している）。

こうして発生された窓関数は、ライン２２００
を介して、乗算器２０７に供給される。この結
果、乗算器２０７において、加算合成器２０６で
合成された各位相リセツト用パルスごとに位相リ
セツトされるｎ個の正弦波形と、各位相リセツト
用パルスに同期して発生される上述の窓関数ω
（ｘ）との積が得られる。こうして得られる波形
は、各正弦波が、位相リセツトされる直前で窓関
数ω（ｘ）の乗算により連続的に０に収束されて
おり、また位相リセツト時点では各正弦波は０か
ら立ち上るので波形の連続性が確保され、かくし
て窓関数ω（ｘ）の乗算により位相リセツト波形
に生ずる不連続性を除くことができる。

不連続性を除かれた乗算器２０７の出力は、次
の乗算器２０８に供給され、ここで電力分離器２
０２によつて分離された、送信側１から送られた
各フレームの電力情報υ₀によつて加重され、合成
音声としてライン２０００から出力される。

以上に説明したように、本実施例の受信側２に
おいては、前述した音声合成に必要なCSM音声
合成が実行され、この結果、伝送路１２００上で
は秘匿されていた送信側１に入力した原音声の再
現が良好な音質をもつて行なわれることになる。

なお、以上の説明においては、送信側１のパラ
メータ変換器１０６と、受信側２のパラメータ逆
変換器２０３とは、入力データをそのまま出力側
に出力し、何等変換を行なわないものとして説明
した。勿論これでも、前述したように、伝送路上
における秘話性は保たれる。

すなわち、このような、送信側１におけるパラ
メータ変換器１０６と受信側２におけるパラメー
タ逆変換器２０３とは全く省略して秘話装置を構
成することもできる。

しかし、さらに高度の秘話性を得るためには、
パラメータ変換器１０６でパラメータ変換を行な
い、パラメータ逆変換器２０３でこれの逆変換を
行なつて、パラメータ変換器１０６に入力する各
データがパラメータ逆変換器２０３の出力側で得
られるようにすればよい。

パラメータ変換例としてはCSM周波数データ
の分布範囲を一定の比率で変換することを実施す
る。ａ，θを定数として ω′_i＝ａ・ω_i＋θ（ｉ＝１，２，……Ｎ） といつた簡単な変換を用いることができる。な
お、０＜ａ＜１の場合には、音声の帯域圧縮伝送
効果もある。受信側での変換は ω_i＝（ω′_i−θ）／ａ（ｉ＝１，２，……Ｎ） で行なえる。

さらにまた、以上に説明した実施例において
は、送信側１からピツチ周波数情報を伝送するも
のとしたが、このかわりに以下のようにして送信
側１からのピツチ周波数情報の伝送を省略するこ
ともできる。

すなわち、音声には、音声エネルギが大きいと
きにピツチ周波数が高くなり、音声エネルギが小
さいときにはピツチ周波数が低くなるという性質
があるのを利用して、経験的に音声エネルギとピ
ツチ周波数との対応テーブルを作成する。そして
送信側１から伝送される全音声電力情報からこの
対応テーブルを用いてピツチ周期を生成する擬似
ピツチ周期発生手段を受信側２に設け、これによ
り発生された擬似ピツチ周期を受信側２で用いる
ようにして、送信側からのピツチ周波数情報の伝
送を省略することもできる。

次に、位相リセツト機能付可変周波数発振器２
０４の回路例を第６図に示す。周波数制御端子２
０４１に加わる電圧によつて、定電流電源２０４
２および２０４３に流れる容量２０４４に対する
充放電電流値を制御し、これによつて発振周波数
を可変とする。υ点の発振電圧波形は基準電圧の
＋Vrと−Vrとの間を直線的に上下する三角波形
となる位相リセツト端子２０４５にインパルスを
加えると、υ点は瞬間的に接地されて、強制的に
０電位に引き戻され、そこから発振を再スタート
して位相リセツトが行なわれる。このυ点の三角
波発振出力を正弦波変換器２０４６に入力して正
弦波に変換して端子２０４７より出力し、これを
発振器２０４の出力として用いる。正弦波変換器
２０４６は例えばROMに格納したサイン関数値
を入力波形で読出す等の方法により容易に実現で
きる。

またこのような位相リセツト機能付可変周波数
発振器は計算器のプログラムを用いて実現するこ
とも容易である。

次に可変利得増幅器２０５の回路例を第７図に
示す。増幅すべき信号を端子２０５１に加え、制
御信号を端子２０５２に加えることによつて負帰
還量を制御し出力端子２０５３に制御された振幅
を有する出力を得る。

またこのほかに、アナログ乗算器を用いて実現
することもできるし、またＤ／Ａ変換器の基準電
圧にアナログ波形入力を用い、デイジタル入力に
デイジタル量で表現された制御情報を用いる等の
方法によつても容易に実現することができる。

可変利得増幅器１０８および１１０も同様な方
法で実現できる。

次に乱数発生器２１２の一回路例を第８図に示
す。15段のシフトレジスタ２１２１と１個の半加
算器２１１２とにより2¹⁵−１の周期を有する15
次のＭ系列の擬似乱数を発生する。必要な時点で
クロツク端子２１２３にシフトパルスを加えるこ
とにより次の乱数値が得られる。

次に周期算出器２１１のブロツク図を第９図Ａ
に示す。これは上述の乱数発生器２１２から出力
される０から2¹⁵−１の範囲に一様に分布してい
る乱数を、無声音時の位相リセツト用パルスの時
間間隔を指定する乱数として用いるのに適した分
布に変換するもので、定数乗算器２１２１と定数
加算器２１２２よりなる。これによつて、第９図
Ｂに示すように、乱数の分布幅Ｄと下限値Ｌとを
適当な値に設定することができる。

次に窓関数発生器２１０の一実施例を第１０図
に示す。これは、レジスタ２１０１、プリセツト
可能なダウンカウンタ２１０２、カウンタ２１０
３、読出し専用メモリ（ROM）２１０４を含ん
でいる。切替器２０９から供給された位相リセツ
ト用パルス間隔を指定するデータＴは、レジスタ
２１０１に格納される。ダウンカウンタ２１０２
は一定周期の高速クロツクCLKをカウントする
カウンタで、まず、レジスタ２１０１の内容Ｔを
プリセツトし、これをクロツクCLKを用いてダ
ウンカウントする。カウンタ２１０２の内容が０
になると出力端子よりパルスを発生し、これによ
り再びレジスタ２１０１の内容をプリセツトして
この値のダウンカウントを開始する。かくしてダ
ウンカウンタ２１０２の出力２１０２−１にはＴ
に比例した周期（例えばＴ／ｋ）をもつパルス列
が発生する。このパルス列はカウンタ２１０３の
クロツクとして加えられる。このクロツクで歩進
されるカウンタ２１０３のカウント出力２１０３
−１はROM２１０４にアドレス指定信号として
加えられ、そこに書き込まれている窓関数ω（ｘ）
のデータを順番に読出してライン２２００に出力
する。カウンタ２１０３の内容がｋになると、
ROM２１０４の最後のデータが読出されてライ
ン２１００にリセツトパルスを出力する。このリ
セツトパルスは、発振器２０４−１〜２０４−ｎ
の位相リセツト用端子に供給される前述の位相リ
セツト用パルスとして用いられるとともに、レジ
スタ２１０１に次の入力データをセツトするため
に用いられる。かくして、パルス間間隔がつぎつ
ぎに指定された値をもつ位相リセツト用パルス
と、これと第５図Ｂに示すように同期された可変
長の窓関数ω（ｘ）とが生成される。

最後にCSM分析について説明する。

前述のように、CSM分析は、各分析フレーム
毎に、表現されるべき音声波形から直接算出され
る標本自己相関係数のＮ個の低次のタツプ値と、
合成波（ｎ個の正弦波の和）のＮ個の低次のタツ
プ値とが一致するように、合成すべき各正弦波の
角周波数ω_iとその強度（電力振幅）m_iとを決定す
ることである。

今、合成波のタツプｌの自己相関係数をγ_lとす
ると、前述のように γ_l＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_icoslω_i となる。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルX_t
から、あるフレームの、タツプｌの標本自己相関
係数υ_lは υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l …(1) である。

これより γ_l＝υ_l…(2) ｌ＝０，１，２，……Ｎ 但しＮ＝2n−
１とすると下記のマトリツクス表現が得られる。

しかし上式は、ω_iおよびm_iが未知のため単純な
行列演算では解けない。そこで、 w_i＝cos^-1x_i …(4) とおき、 coslw_i＝coslcos^-1x_i≡Tl（x_i） …(5) の置換を行なう。このTl（ｘ）はTchebycheff（チ
エビシエフ）の多項式である。この置換を行なう
と(3)式は次のように変換される。

ところが、一般にx^lはT₀（ｘ），T₁（ｘ）……T_l
（ｘ）の線形結合として表わすことができる。

すなわち x^l＝_l 〓^j=0 S^(l) _jTj（ｘ） …(7) 但しS^(l) _jは逆Tchebycheii（チエビシエフ）係数
である。

このS^(l) _jを用いて、前述の標本自己相関係数υ_j
の線形結合A_lを下式のように定義する。

A_l＝_l 〓^j=0 S^(l) _jυ_j …(8) 但しｌ＝０，１，２，……，2n−１ こうすると、(6)式の左辺および右辺にそれぞれ
(7)式および(8)式の関係を用いることにより、下記
の関係式が成立する。

さて、ここで、x₁，x₂，……，x_oに零点をもつ
ｎ次の多項式 Pn（ｘ）≡_o 〓^K=0 p⁽ⁿ⁾ _kx^k＝_o Πⁱ⁼¹ （ｘ−x_i） を定義し、このPn（ｘ）を用いて(9)式の左辺と似
た式の _o 〓ⁱ⁼¹ m_iPn（x_i）x^l _i を作りこれを検討してみる。上式が０であること
は明らかであるが、さらにこれは次のように変え
ることができる。

０＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_iPn（x_i）x^l _i＝_o 〓ⁱ⁼¹ m_io 〓^K=0 p⁽ⁿ⁾ _kx^k+l _i＝_o 〓^K=0 p⁽ⁿ⁾ _ko 〓ⁱ⁼¹ m_ix^k+l _i＝_o 〓^K=0 p⁽ⁿ⁾ _kA_k+l 以上より、ｌ＝０，１，２，……ｎとして下式
が得られる。

しかるにp⁽ⁿ⁾ _o＝１であるから が成立する。左辺のA_iでできるマトリクスは一般
にHankel（ハンケル）行列と呼ばれているもので
ある。前述のように各A_iは、表現すべき音声波形
の標本自己相関係数υ_jから(8)式により与えられる
もので既知である。

従つて(10)式で解くことにより、p⁽ⁿ⁾ ₀，p⁽ⁿ⁾ ₁，……
p⁽ⁿ⁾ _o-1の値を求めることができる。

この各p⁽ⁿ⁾ _iが求めると、ｎ次方程式 P_o(x)＝xⁿ＋p⁽ⁿ⁾ _o-1x^n-1＋……p⁽ⁿ⁾ ₀＝０ の解として｛x₁，x₂……，x_o｝が求められる。

これにより各CSM周波数ω_iは(4)式の ω_i＝cos^-1x_i より求められ、またCSM強度m_iは(9)式より導か
れる下式を用いて求められる。

なお、上式の左辺の行列は一般にVan der
Mon−de（フアンデルモンデ）行列と呼ばれてい
るものである。

以上をまとめると、CSM分析の分析アルゴリ
ズムは以下のようになる。

(1) 標本自己相関係数を計算する。

υ_l＝１／Ｍ_M-1 〓^t=l X_tX_t-l (2) 逆チエビシエフ係数を用いてA_lを定義する。

A_l＝_l 〓^j=0 S^(l) _jυ_j (3) A_lによるHankel（ハルケン）行列方程式を解
いてp⁽ⁿ⁾ _iを求める。

(4) p⁽ⁿ⁾ _iを係数としてもつｎ次代数方程式を解い
てｎ個のx_iを求める。

p_o(x)≡xⁿ＋p⁽ⁿ⁾ _o-1x^n-1＋p⁽ⁿ⁾ _o-2x^n-2＋……＋ p⁽ⁿ⁾ ₁ｘ＋p₀＝０ (5) cos逆変換を行なつてCSM角周波数｛ω_i｝を
求める。

ω_i＝cos^-1x_i (6) Vander Monde（フアンデルモンデ）行列方
程式を解いてCSM強度｛m_i｝を求める。

以上の各ステツプを実行することによりCSM
の各角周波数｛ω₁，ω₂……ω_o｝および各波の強
度｛m₁，m₂，……m_o｝を求めることができる。

なお、上述のHankel（ハンケル）行列方程式の
能率的解法として、初期条件を与えて逐次的に解
を求める方法が知られている。

また、上記ｎ次の代数方程式は実根のみを有す
ることが証明されているため、ニユートン・ラプ
ソンの方法等を用いて根を求めることができる。

さらに、上記Van der Monde（フアンデルモ
ンデ）行列方程式の能率的解法として三角行列化
を行なつて順次に解を求める方法を用いることが
できる。

以上に述べたCSM分析において、本実施例で
は、標本自己相関係数とCSMの自己相関係数と
を等しいとする方程式を解く方法を用いたが、こ
のかわりに、LPC係数の無損失化による線スペ
クトル周波数の算出および留数計算による方法を
用いることもできる。

また本実施例においては、特定の関数形をもつ
可変長窓関数を用いたが、この関数形は一例を示
したもので、他の関数形が用いられることも明ら
かである。

さらに乱数発生器、周期算出器等も一例を示し
たものでこれに限定される必要はない。

なお、以上の実施例においてはCSMの各正弦
波の強度（電力振幅）を指定する量としてm_iを
用いて説明したが、実際の可変利得増幅器を制御
する信号としては振幅に比例する√_iを用いて
行なつてもよいことは明らかである。

（発明の効果） 以上述べたように本発明を用いると、CSMに
よる音声分析合成の原理に基づいて、アナログ信
号伝送を行なう新らしい型の秘話装置を提供でき
る。この秘話装置は伝送路の品質に対する要求が
比較的低い、また高い秘話性を付与することが可
能であるという特徴を有している。

【図面の簡単な説明】

第１図はCSMパラメータによる音声特徴ベク
トルパターンの一例を示す図、第２図はCSMラ
インスペクトルと、同一音声サンプルにより求め
たLPCスペクトル包絡との対応例を示す図、第
３図Ａは拡散されたCSMのスペクトル包絡とピ
ツチの微細構造とを示す図、第３図Ｂは単純加算
しただけのCSMスペクトルを示す図、第４図は
本発明の一実施例を示すブロツク図、第５図Ａは
可変長窓関数の関数形を示す図、第５図Ｂは前記
可変長窓関数と位相リセツト用パルスとの相対時
間関係を示す図、第６図は位相リセツト機能付可
変周波数発振器の一回路例を示す図、第７図は可
変利得増幅器の一回路例を示す図、第８図は乱数
発生器の一回路例を示す図、第９図Ａは周期算出
器のブロツク図、第９図Ｂは前記周期算出器の出
力の乱数分布を示す図および第１０図は可変長窓
関数発生器の一例を示すブロツク図である。 図において、１……送信側、２……受信側、１
０１……Ａ／Ｄ変換器、１０２……ハミング窓処
理器、１０３……自己相関係数計測器、１０４…
…CSM分析器、１０５……ピツチ・Ｖ／UV分析
器、１０６……パラメータ変換器、１０７−１〜
１０７−ｎ……可変周波数発振器、１０８−１〜
１０８−ｎ……可変利得増幅器、１０９……加算
合成器、１１０……可変利得増幅器、１１１……
可変周波数発振器、１１２……Ｖ／UVスイツ
チ、１１３……加算合成器、２０１……スペクト
ル分析器、２０２……電力分離器、２０３……パ
ラメータ逆変換器、２０４−１〜２０４−ｎ……
位相リセツト機能付可変周波数発振器、２０５−
１〜２０５−ｎ……可変利得増幅器、２０６……
加算合成器、２０７……乗算器、２０８……乗算
器、２０９……Ｖ／UV切替器、２１０……可変
長窓関数発生器、２１１……周期算出器、２１２
……乱数発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 音声通信の秘話化を行なう秘話装置に於い
   て、 CSM分析手段と、前記手段により算出された
   CSM周波数データに限つて分布範囲を一定の比
   率で変換する手段と、前記変換されたCSMデー
   タによつて指定される周波数と振幅とをもつ複数
   の正弦波の加算合成波形を発生するCSMスペク
   トル発生手段とを有する送信側と、 前記送信側からの信号のスペクトル分析を行な
   い前記加算合成された複数の各正弦波の周波数お
   よび振幅を指定する各パラメータを抽出するスペ
   クトルパラメータ抽出手段と、前記抽出されたパ
   ラメータを前記送信側に於ける変換の逆変換を行
   なう手段と、前記逆変換されたパラメータの指定
   する各周波数に設定される複数の位相リセツト機
   能付可変周波数発振器と、これに対応して前記各
   位相リセツト機能付可変周波数発振器の出力を前
   記抽出されたパラメータの指定する振幅に設定す
   る可変利得増幅器と、可変長窓関数発生器と、乱
   数発生器とを備え、有声音を合成する場合にはピ
   ツチ周期に対応して前記各位相リセツト機能付可
   変周波数発振器の位相リセツトを行ない、無声音
   を合成する場合には前記乱数発生器の出力の乱数
   より算出される分布幅と下限値とを設定された周
   期に対応して前記各位相リセツト機能付可変周波
   数発振器の位置リセツトを行ない、前記可変長窓
   関数発生器で発生される始点が１かつ終点が０で
   あり連続性を有する可変長の窓関数の開始時点お
   よび終止時点が上記位相リセツトの時点とほぼ一
   致するようにした受信側と を有することを特徴とする秘話装置。