JPH0442918B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は直流電源から電力の供給を受けて交流
電動機を駆動する交流電動機駆動装置に関する。

（従来の技術） 一般に交流電動機としては誘導電動機、同期電
動機、リラクタンスモータ等がある。直流電源か
ら電力の供給を受けてこれらの交流電動機を駆動
する従来の装置として例えば電圧形自励インバー
タがある。

この電圧形自励インバータはトランジスタや
GTO（ゲートターンオフサイリスタ）等の自己消
弧素子で構成され、交流電動機に可変電圧可変周
波数の交流電力を供給することができる。

この場合、パルス幅変調（PWM）制御を行な
うことにより、上記電動機への供給電流を正弦波
に近似した波形に制御レトルク脈動の低減を図つ
ているものもある。

（発明が解決しようとする問題点） このような自励インバータによる従来の交流電
動機駆動装置は、トランジスタやGTO等の自己
消弧素子を必要とするため装置のコストが高くな
り、また、過電流等から素子を保護することが難
しく、信頼性の点で問題があつた。

また、GTO等の大容量の自己消弧素子のスイ
ツチング周波数は500〜1000Hz程度が限度となつ
ており、パルス幅変調制御の変調周波数も上記周
波数範囲に限定される。したがつて、交流電動機
の回転速度を高くした状態では電流脈動に伴うト
ルク脈動が発生する。

かくして、自励インバータによる従来の交流電
動機駆動装置は、中小容量の装置に適するが、大
容量でしかも高速の交流電動機には適用し難いと
いう問題点があつた。

本発明は上記の問題点を解決するためになされ
もので、大容量の交流電動機に対してトルクの脈
動を伴うことがなく低速から高速までの変速を可
能にし、且つ、信頼性を格段に向上させることの
できる交流電動機駆動装置の提供を目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 本発明は、逆並列接続された２個のコンバータ
の直流側がリアクトルを介して直流電源に接続さ
れた２重コンバータと、この２重コンバータの交
流側端子間に接続された進相コンデンサと、入力
側が前記進相コンデンサに接続され、出力側が交
流電動機に接続された循環電流式サイクロコンバ
ータと、前記進相コンデンサの電圧の波高値が略
一定になるように前記２重コンバータを制御する
手段と、前記交流電動機の回転速度が指令値と一
致するように前記サイクロコンバータを制御する
手段とを備えたことを特徴とするものである。

（作用） この発明においては、制御手段が、進相コンデ
ンサに印加される電圧の波高値が略一定になるよ
うに２重コンバータを制御すると共に、交流電動
機の回転速度が指令値と一致するように循環電流
式サイクロコンバータを制御している。

このとき、進相コンデンサは２重コンバータと
循環電流式サイクロコンバータに対して、進み無
効電力源となるもので、その周波数（数百Hz）は
２重コンバータ及びサイクロコンバータがとる遅
れ無効電力を進相コンデンサの進み無効電力とが
等しくなるように決定される。言い換えると、外
部の正弦波発振器により２重コンバータ及びサイ
クロコンバータの位相制御基準信号を与えること
により、この発振器の周波数及び位相に進相コン
デンサの電圧の周波数及び位相が一致するように
サイクロコンバータの循環電流が流れる。

このようにして確立した進相コンデンサ電圧に
より２重コンバータ及びサイクロコンバータは自
然転流だけで電力変換を行なうことができ、高速
で大容量の交流電動機駆動装置を提供することが
できる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図である。

同図において、直流電源V_dには直流リアクト
ルL_dを介して２重コンバータCONVの直流側が
接続されている。この２重コンバータCONVは
正群コンバータSSPと負群コンバータSSNとが
逆並列接続されており、この交流側端子間に進相
コンデンサCAP（端子間のコンデンサを１つのも
のとして表わしている）が接続されている。

また、進相コンデンサCAPにはサイクロコン
バータCCの入力側が接続され、このサイクロコ
ンバータCCの出力側に交流電動機Ｍが接続され
ている。ここで、サイクロコンバータCCは主に
コンバータSS₁〜SS₃と直流リアクトルL₁〜L₃と
で構成され、各コンバータSS₁〜SS₃は高周波ト
ランスTRによつて相互に絶縁されている。

また、２重コンバータCONVを制御するため
に、ここに流れる電流を検出する電流検出器
CT_d、進相コンデンサCAPの印加電圧を検出す
る電圧検出器PT_CAP、この電圧検出器PT_CAPの出
力を整流する整流回路Ｄ、この整流回路Ｄから出
力される進相コンデンサCAPの電圧波高値V_CAP
に基づいて直流電流指令値I_d ^*を出力する電圧制
御回路AVR、この直流電流指令値I_d ^*と電流検出
器CT_dの電流検出値I_dとの偏差に基づいてコンバ
ータの電流制御信号を作る電流制御回路ACR₁、
および外部発振器OSCの出力と電流制御回路
ACR₁の出力とに基づいて２重コンバータCONV
を制御する位相制御回路PHC₁を備えている。

さらに、循環電流式サイクロコンバータCCを
制御するために、交流電動機Ｍの回転速度を検出
する回転パルス発生器PG、交流電動機Ｍの各相
電流を検出する電流検出器CT_U，CT_V，CT_W、回
転パルス発生器PGの回転速度検出値ω_rに基づい
て電流指令値I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*を求める速度制御回
路SPC、これらの電流指令値I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*と電
流検出器CT_U，CT_V，CT_Wの検出値I_U，I_V，I_Wを
相ごとに比較して偏差分を積分若しくは比例増幅
して出力する電流制御回路ACR₂，この電流制御
回路ACR₂の出力と外部発振器OSCの出力とに基
づいてコンバータSS₁〜SS₃を制御する位相制御
回路PHC₂を備えている。

上記のように構成された本実施例の概略動作を
説明した後で詳しい動作を説明する。

先ず、２重コンバータCONVは直流電源V_dと
進相コンデンサCAPとの間で電力変換を行なう
もので、直流電流I_dが図示矢印の向きに流れてい
るときは正群コンバータSSPが動作し、直流電流
I_dが矢印とは反対方向に流れているとき、すなわ
ち、電力を回生しているとき負群コンバータ
SSNが動作するように制御され、さらに、進相
コンデンサCAPの印加電圧が略一定になるよう
に直流電流I_dが制御される。

次に、サイクロコンバータCCはΔ結線された
循環電流式のもので進相コンデンサCAPを３相
電源として交流電動機Ｍに可変電圧可変周波数の
３相交流電力を供給するように制御される。

また、２重コンバータCONV及びサイクロコ
ンバータCCの位相制御には外部発振器OSCから
の３相基準電圧e_a，e_b，e_cの信号を用いており、
進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_cの周波数
と位相は基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数と位相に制
御されることになる。

以下、これらの詳細な動作説明を行なう。

まず、進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_c
を確立させるための起動動作を説明する。

第２図は起動時の正群コンバータSSPと進相コ
ンデンサCAPの等価回路を表わすもので、SSP
はサイリスタS₁〜S₆で構成される。また進相コン
デンサCAPはC_ab，C_bc，C_caからなる。

いま、仮にサイリスタS₄とS₂に点弧パルスが入
つた場合、直流電流I_dが電源V_d ⁺→リアクトルL_d
→サイリスタS₄→コンデンサC_ab→サイリスタS₂
→電源V_d ^-の経路と、電源V_d ⁺→リアクトルL_d→
サイリスタS₄→コンデンサC_ca→コンデンサC_bc→
サイリスタS₂→電源V_d ^-の経路に流れる。この結
果、コンデンサC_abには直流電圧V_dが充電され、
コンデンサC_ac′，C_caには−（V_d／２）の電圧が印
加される。

第３図は正群コンバータSSPのサイリスタS₁〜
S₆の点弧モードとそれに対応して変化する進相コ
ンデンサC_abの印加電圧V_ab及び相電圧V_aの各波
形を示す。

第２図のモードの後は、サイリスタS₃に点弧パ
ルスが与えられる。するとコンデンサC_bcに充電
された電圧によつてサイリスタS₂に逆バイアス電
圧が印加され、S₂はオフする。すなわち起動時に
は進相コンデンサCAPは転流コンデンサの役目
をはたす。サイリスタS₄とS₃がオンすると前記進
相コンデンサC_ab′，C_bc′，C_caに印加される電圧も
変化する。

進相コンデンサC_abに印加される電圧V_a-bは第
３図のようにサイリスタS₁〜S₆の点弧モードによ
つて階段状に変化する。しかし実際には電圧
V_a-bはリアクトルL_dを介して充電されるため破
線の如く徐々に立上る。その時間を2δとした場
合、V_a-bの基本波成分はδだけ遅れる。また相
電圧V_aは線間電圧V_a-bに対して（π／６）ラジ
アンだけ位相が遅れる。

サイリスタS₁〜S₆の点弧モードと上記相電圧
V_aを比較するとわかるように起動時の位相制御
角α_pは α_p＝π−δ（ラジアン） ……(1) となつている。δはあまり大きくないので、近似
的にはα_p≒180゜で運転されていることになる。

このときのコンバータSSPの出力電圧V_pは第
２図の矢印の方向を正の値とすると V_p＝ｋ・V_cap・cosα_p ……(2) となつている。ただし、ｋは比例正数、V_capはコ
ンデンサの相電圧波高値となる。

この出力電圧V_pの反転値−V_pが直流電圧V_dと
つり合つている。しかしこのままでは進相コンデ
ンサCAPに直流電圧V_d以上の電圧には充電され
ない。

そこで、点弧位相角α_pを90゜の方向に少しずら
してやる。すると出力電圧V_pの反転値−V_pが減
少し、V_d＞−V_pとなり、直流電流I_dが矢印の方
向に流れる。この結果有効電力P_d＝V_d・I_dが直
流電源V_dから進相コンデンサCAPに供給されエ
ネルギーP_d・ｈ＝（1/2）C_cap，V² _capが進相コンデ
ンサに蓄積される。これにより電圧V_capが増大
し、V_d≒−V_pとなつて落ち着く。このとき、電
流I_dは零となつている。

さらにV_capを増大させたいときは、点弧位相角
α_pをさらに90゜の方向にずらし、出力電圧の反転
値−V_pを減少させることにより達成できる。α_p
＝90゜では−V_p＝0^Vとなり、理論的には電源電圧
V_dがごくわずかな値でもコンデンサ電圧V_capを
大きな値に充電することができる。しかし、実際
には回路損失があるためその分の電力供給は必要
不可欠のものとなる。

このようにして進相コンデンサCAPの電圧
V_capを任意の値に充電することができる。

次に、このようにして確立された進相コンデン
サCAPの電圧V_a，V_b，V_cが第１図の位相制御回
路PHC₁・PHC₂に与えられる３相基準電圧e_a，
e_b，e_cの周波数と位相に一致することを説明す
る。

第４図は第１図の外部発振器OSCから出力さ
れる位相制御基準電圧e_a，e_b，e_cと循環電流式サ
イクロコンバータCCを構成するコンバータSS₁〜
SS₃の点弧パルスモードを示すものである。

位相制御基準電圧e_a，e_b，e_cは次式のように表
わされる。

e_a＝E_n・sin（ω_c・ｔ） ……(3) e_b＝E_n・sin（ω_c・ｔ−2π／３） …(4) e_c＝E_n・sin（ω_c・ｔ＋2π／３） …(5) ここで、E_nは単位電圧波高値、ω＝2πf_cは高周
波の角周波数で、例えばf_c＝500Hz程度に選ばれ
る。

進相コンデンサCAPの相電圧V_a，V_b，V_cが上
記基準電圧e_a・e_b・e_cの周波数と位相に一致して
いる場合、コンバータSS₁〜SS₃の各出力電圧は、
次のようになる。

V₁＝ｋ・V_cap・cos α₁ ……(6) V₂＝ｋ・V_cap・cos α₂ ……(7) V₃＝ｋ・V_cap・cos α₃ ……(8) 起動時は、各コンバータの出力電圧V₁，V₂，
V₃は零に設定されるので、制御位相角α₁，α₂，
α₃は、α₁＝α₂＝α₃＝90゜となつている。もちろん
V₁＋V₂＋V₃＝０となり、サイクロコンバータCC
の循環電流の増減はない。

この状態から仮に、コンデンサ電圧の周波数が
低くなり、第４図の破線のようにV_a′，V_b′，
V_c′となつた場合を考える。

この場合、コンバータSS₁の点弧位相角はα₁か
らα₁′に、またSS₂の点弧位相角はα₂からα₂′に、
さらにSS₃の点弧位相角はα₃からα₃′に変化する。
したがつて、V₁＋V₂＋V₃＞０となり、サイクロ
コンバータCCの循環電流を増大させる。この循
環電流は進相コンデンサCAP側から見たサイク
ロコンバータCCの入力側の遅れ無効電力となる。

第５図は、サイクロコンバータCCの入力側の
１相分の等価回路を表わしたもので、サイクロコ
ンバータCC及び２重コンバータCONVは遅れ電
流をとる可変インダクタンスL_CCに置き変えられ
る。この回路の共振周波数_capは _cap＝１／（2π√・_cap） …(9) となる。

サイクロコンバータCCの循環電流が増大する
ことは等価インダクタンスL_CCが減少することに
等しく、上記周波数_capは増大し、V_a′，V_b′，
V_c′の周波数_capは基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数_C
に近ずく。

同様に_cap＞_cとなつた場合には、循環電流が
減少し、L_CCが大きくなつて、やはり_cap＝_cとな
つて落ち着く。

進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧
の位相より遅れた場合には_cap＜_cとなつたとき
と同様に循環電流が増加し、進相コンデンサ
CAPの電圧位相を進める。逆に、進相コンデン
サCAPの電圧位相が基準電圧より進んだ場合に
は_cap＞_cとなつたときと同様に循環電流が減少
し、進相コンデンサCAPの電圧位相を遅らせる。
このようにして進相コンデンサCAPの電圧V_a，
V_b，V_cの周波数と位相が基準電圧e_a，e_b，e_cに一
致するようにサイクロコンバータCCの循環電流
の大きさが自動的に調整されるものである。した
がつて、これらのコンデンサ電圧V_a，V_b，V_cは
次式のように表わされる。

V_a＝V_cap・sin（ω_c・ｔ） ……(10) V_b＝V_cap・sin（ω_c・ｔ−2π／３） ……（11） V_c＝Ｖcap・sin（ω_c・ｔ＋2π／３） ……（12） ただし、V_capは相電圧波高値である。

交流電動機Ｍの回転速度が増加し、各コンバー
タSS₁〜SS₃が出力電圧を発生している場合も同
様に動作する。すなわち定常状態（進相コンデン
サCAPの電圧位相が基準電圧と一致している場
合）ではV₁＋V₂＋V₃＝０を満足し、サイクロコ
ンバータCCの循環電流は増減しない。この状態
からずれた場合にはCCの循環電流が自動的に調
整され、常に進相コンデンサCAPの周波数と位
相は基準電圧のそれと一致するように運転され
る。

以上のようにして進相コンデンサCAPの電圧
V_a，V_b，V_cが確立するが、次にこれらの電圧が
確立した後の２重コンバータCONV及びサイク
ロコンバータCCの制御動作を説明する。

第６図は２重コンバータCONVの制御部を詳
しく表わしたもので、第１図の制御回路と対応さ
せると次のようになる。

まず、第１図の電圧制御回路AVRは、第６図
の電圧設定器VR、比較器C₁及び電圧制御補償回
路G_c(s)からなる。

また、次の電流制御回路ACR₁は第６図の比較
器C₂、電流制御補償回路G_I(s)、加算器AD、演算
増幅器K_V、反転器INV、ヒステリシス回路HS、
モノマルチ回路MM、論理回路LCで構成される。

さらに、第１図の位相制御回路PHC₁は第６図
の位相制御回路PHP，PHN及びスイツチ回路
AS₁，AS₂で構成される。

ここで、進相コンデンサCAPの電圧を電圧検
出器PT_capで検出し、得られた３組電圧を整流器
Ｄによつて整流する。これによつて進相コンデン
サCAPの電圧波高値V_capが比較器C₁に入力され
る。

また、電圧設定器VRから電圧指令値V^* _capを出
力し、比較器C₁によつて上記検出値V_capと比較す
る。これらの間の偏差ε_c＝V^* _cap−V_capは次の電圧
制御補償回路G_c(s)に入力され、積分あるいは比
例増幅される。この電圧制御補償回路G_c(s)の出
力信号I_d ^*は、直流電流の指令値として比較器C₂
に入力される。

一方、直流変流器CT_dによつて直流電流I_dを検
出し、比較器C₂によつて上記電流指令値I_d ^*との
偏差ε_I＝I_d ^*−I_dを求める。当該偏差ε_Iは次の電流
制御補償回路G_I(s)によつて、積分あるいは比例
増幅され、加算器ADを介して正群コンバータ
SSPの位相制御回路PHPに入力される。また、
加算器ADの後で反転器INVを介して負群コンバ
ータSSNの位相制御回路PHNに入力される。

加算器ADは、前記電流制御補償回路G_I(s)の出
力信号から直流電圧検出値V_dを演算増幅器K_Vで
定数倍したものを差し引いて出力している。

しかして、正群及び負群コンバータの位相制御
入力電圧V〓_p・V〓_Nは次式のようになる。

V〓_p＝G_I(s)・ε_I−K_V・V_d …（13） V〓_N＝−G_I(s)・ε_I＋K_V・V_d …（14） 一方、電圧制御補償回路G_c(s)の出力信号I_d ^*は
ヒステリシス回路HSを介して、“１”又は“０”
のデジタル信号sig１に変換される。この信号sig
１は、１つはモノマルチ回路MMを介してパルス
信号sig２を作り、また、もう１つはそのまま論
理回路LCに入力される。

第７図はその動作を説明するためのタイムチヤ
ートで、直流電流指令I_d ^*が負から正に、又、正
から負に変化した場合の各信号sig１〜sig４を示
す。

まず、直流電流指令値I_d ^*が負から正に変化し
た場合、I_d ^*ΔI^*になつたところでヒステリシス
回路HSの出力信号sig１は““１”となる。また、
直流電流指令値I_d ^*が正から負に変化した場合、
I_d ^*−ΔI^*になつたところでヒステリシス回路
HSの出力信号は“０”になる。

次のモノマルチ回路MMはヒステリシス回路
HSの出力信号sig１の立上り及び立下り時にパル
ス幅ΔTのパルス信号sig２を発生する。

論理回路LCの出力信号sig３，sig４は、上記信
号sig１とsig２によつて作られる。すなわち、sig
３はsig１と２（sig２の反転値）の論理積をと
ることによつて作られ、また、sig４は１（sig
１の反転値）と２（sig２の反転値）の論理積
をとることによつて求められる。

このようにして求められた論理回路LCの出力
信号sig３，sig４はそれぞれスイツチ回路AS₁及
びAS₂を開閉する。すなわち、sig３が“１”の
ときスイツチAS₁がオンし、正群コンバータSSP
にゲート信号を与える。また、sig４が“１”の
とき、スイツチAS₂がオンし負群コンバータSSN
にゲート信号を与える。

従つて、直流電流指令値I_d ^*が負から正に変化
した場合、I_d ^*ΔI^*になつたところで負群コンバ
ータSSNは運転を停止し、その後ΔTの時間を経
て正群コンバータSSPが運転を始める。この時間
ΔTは正群及び負群コンバータが同時に運転され
ないようにするもので、実際に流れる直流電流I_d
が完全に零になる時間を考慮して決定される。

逆に、I_d ^*が正から負に変化した場合I_d ^*−
ΔI^*になつたところで、正群コンバータSSPは運
転を停止しΔTの時間後負群コンバータSSNが運
転を始める。このときはI_d ^*＜０であるから直流
電源V_dに電力を回生するモードである。

実際の直流電流I_dはその指令値I_d ^*に従つて、I_d
≒I_d ^*となるように制御されるが、I_d ^*が正から負
に、あるいは負から正に変化する切り換え時点で
は、破線の指令値I_d ^*に対して実線で示したよう
なIdになる。すなわち、正←→負の切り換え時に
電流が零になる休止期間を有する。

当該休止期間ΔTは数十秒ミリ秒（ｍ sec）
もあれば十分であり、力行、回生が頻繁に行なわ
れても実用上問題はない。

スイツチ回路AS₁がオンで、AS₂がオフしてい
る場合、直流電流I_dは正群コンバータSSPによつ
て次のように制御される。

I_d ^*＞I_dの場合、偏差ε_I＝I_d ^*−I_dは正の値とな
り、電流制御補償回路G_I(s)を介して、正群コン
バータSSPの位相制御入力v〓_pを増加させる。正
群コンバータSSPの出力電圧V_pはこの位相制御
入力v〓_pに比例して増加し、その結果、直流電流
I_dが増大し、I_d≒I_d ^*となるように制御される。

逆に、I_d ^*＜I_dとなつた場合、偏差ε_Iは負の値と
なり、位相制御入力v〓_pを減少させる。したがつ
て、正群コンバータSSPの出力電圧V_pが減少し、
直流電流I_dを減少させる。やはり、I_d≒I_d ^*となる
ように制御される。

このとき、加算器ADに入力される補償信号−
k_v・V_dは、直流電源電圧V_dに対向する電圧を正
群コンバータSSPから発生させるもので、前記電
流制御補償回路G_I(s)からの信号が零の場合、V_p
＝−V_dとなつて、直流電圧V_dと平衡する。よつ
て、この状態での直流電流I_dの増減はない。

次に、スイツチ回路AS₂がオンで、AS₁がオフ
している場合の直流電流I_dの制御動作を説明す
る。この場合は、負群コンバータSSNが動作し、
電力を直流電源に回生することになる。

I_d ^*の場合（例えば、I_d ^*＝−90A、I_d＝−
100A）、偏差ε_Iは正の値となり、電流制御補償回
路G_I(s)を介して、負群コンバータSSNの位相制
御入力v〓_N＝−G_I(s)・ε_I＋K_v・V_dを減少させる。
したがつて、V_d＞V_Nとなり、直流電流I_dを矢印
の方向に増加させ、I_d≒I_d ^*となつて落ち着く。

逆にI_d ^*＜I_dとなつた場合（例えば、I_d ^*＝−
100A、I_d＝−90A）、偏差εIは負の値となり、G_I
(s)を介して、位相制御入力v〓_Nを増加させる。よ
つて、V_d＜V_Nとなり、直流電流I_dを減少させ、
やはり、I_d≒I_d ^*となるように制御される。

次に、高周波進相コンデンサCAPの電圧波高
値V_capの制御動作を説明する。

V^* _cap＞V_capとなつた場合、偏差ε_c＝V^* _cap−V_cap
は正の値となり、電圧制御補償回路G_c(s)を介し
て直流電流指令値I_d ^*を増加させる。実際の直流
電流I_dは前述のように直流電流指令値I_d ^*に従つ
て、I_d≒I_d ^*となるように御される。この結果、
直流電源V_dから電力P_d＝V_d・I_dが供給され、エ
ネルギー P_d・ｔ＝１／２C_capV² _cap ……（15） として、進相コンデンサCAPに蓄積し、電圧
V_capを増加させる。最終的には、V_cap≒V^* _capとな
つて落ち着く。

V^* _cap＜V_capとなつた場合、偏差ε_cは負の値とな
りG_c(s)を介して直流電流指令値I_d ^*を減少させ、
さらには負の値にする。I_d≒I_d ^*＜０となると進
相コンデンサCAPのエネルギーが直流電源V_dに
回生され、電圧V_capが減少し、V_cap≒V^* _capとなる
ように制御される。

このようにして、進相コンデンサCAPの電圧
波高値V_capは当該指令値V^* _capに一致するように制
御される。

次に、サイクロコンバータCCによつて交流電
動機Ｍに供給される電流I_U，I_V，I_Wを制御する動
作を説明する。

なお、ここでは電動機Ｍとして誘導電動機を用
いた場合について説明する。

第８図は、循環電流式サイクロコンバータCC
の制御部の詳細な構成を示すブロツク図である。
第１図の制御回路と対応させると次のようにな
る。

まず、第１図の速度制御回路SPCは第８図の比
較器C₃、速度制御補償回路G_N(s)、励磁電流設定
器EX、演算回路CAL１〜CAL３、３相正弦波パ
ターン発生器PTG及び乗算器ML_U〜ML_Wからな
る。

また、電流制御回路ACR₂は、第８図の比較器
C₄〜C₆、電流制御補償回路G_U(s)，G_V(s)，G_W(s)及
び加算器A₁〜A₃で構成される。

さらに、第１図の位相制御回路PHC₂は第８図
の位相制御回路PHC₂₁〜PHC₂₃で構成される。

まず、誘導電動機Ｍの速度制御動作を説明す
る。

誘導電動機の２次電流I〓と励磁電流I_eをベクト
ル的に直交させ、各々を独立に制御できるように
したものはベクトル制御誘導機として知られてい
る。ここでは、その手法を用いて速度制御するも
のを例にとつている。

ベクトル制御の手法は文献が多く出ており、詳
しい説明は省略し、概要を述べるにとどめる。

まず、電動機の回転子に直結された回転パルス
発生器PGから、回転速度ω_rに比例したパルス列
を取り出す。

比較器C₃はこの回転速度Ｎ（＝ω_r）とその指令
値N^*を比較し、その偏差ε_N＝N^*−Ｎを速度制御
補償回路G_N(s)に入力する。G_N(s)は比例要素ある
いは積分要素等からなり、出力としてトルク電流
指令I〓^*を与える。

また、前記回転速度検出値ω_rは励磁電流設定
器EXに入力され、励磁電流指令I_e ^*を与える。

このトルク電流指令I〓^*及び励磁電流指令I_e ^*は
演算回路CAL１〜CAL２に入力され次の演算を
行なう。

すなわち、演算回路CAL１では ω^* _sl＝R^*／_r／L^*／_r・I^*／〓／I^*／_e ……（16） R^* _r：２次抵抗 L^* _r：２次インダクタンス 演算によつて、すべり角周波数ω^* _slを求める。

また、演算回路CAL２では、 θ^* _r＝tan^-1I^*／〓／I^*／_e ……（17） の演算によつて、励磁電流I^* _eに対する１次電流指
令値I_L ^*の位相角θ_r ^*を求める。

さらに、演算色CAL３では、 I_Ln＝√^*2 _e＋^*2〓 ……（18） の演算によつて、１次電流指令値I_L ^*の波高値I_Ln
を求める。

第９図は、この誘導電動機の電流ベクトル図を
表わすもので、励磁電流I_e ^*と２次電流（トルク
電流）I〓^*とは直交関係にあり、この電動機の発
生トルクT_eは次式で表わせる。

T_e＝K_e・I〓^*・I_e ^* ……（19） 通常励磁電流指令I_e ^*としては一定値が与えら
れ、電動機の発生トルクT_eは２次電流指令（ト
ルク電流指令）I〓^*を変えることによつて制御さ
れる。

ただし、回転速度を定格以上で運転させるとき
には、弱め界磁制御が行なわれ励磁電流設定器
EXによつて励磁電流指令I_e ^*を回転速度ω_rに応じ
て変化させることがある。

このようにして求められたすべり角周波数ω^* _sl、
位相角θ_r ^*と回転角周波数（回転速度検出値）ω_r
を正弦波パターン発生器PTGに入力し次の３相
単位正弦波φ_U，φ_V，φ_Wを求める。

φ_U＝sin｛（ω_r＋ω^* _sl）・ｔ＋θ_r ^*｝ …（20） φ_V＝sin｛（ω_r＋ω^* _sl）・ｔ＋θ_r ^*−2π／３｝
…（12） φ_W＝sin｛（ω_r＋ω^* _sl）・ｔ＋θ_r ^*＋2π／３｝
…（22） この単位正弦波φ_U，φ_V，φ_Wは誘導電動機Ｍに
供給される１次電流I_Lの周波数と位相を決定する
ものである。

乗算器ML_U〜ML_Wによつて３相単位正弦波φ_U，
φ_V，φ_Wと前記波高値指令I_Lnを掛け合わせ誘導電
動機Ｍに供給される３相電流（１次電流）の指令
値I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*を求める。

I^* _U＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω^* _sl）・ｔ＋θ_r ^*） ……（23） I^* _V＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω^* _sl）・ｔ＋θ_r ^*−2π／３
）
……（24） I^* _W＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω^* _sl）・ｔ＋θ_r ^*−2π／３
｝
……（24） 誘導電動機のベクトル制御は、励磁電流I_eと２
次電流I〓を独立に制御できることに特長がある。
しかして、電動機の励磁電流I_eを一定に保ちなが
ら、２次電流I〓の大きさを変えることにより、発
生トルクを制御することができ、直流機と同等の
速度制御応答を達成することが可能となる。

次に、上記のように与えられた１次電流指令値
I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*に従つて実電流I_U，I_V，I_Wを制御す
る動作を説明する。

第１図の変流器CT_U，CT_V，CT_Wによつて電機
子電流I_U，I_V，I_Wを検出する。

この電動機１次電流検出値I_U，I_V，I_Wを各々比
較器C₄〜C₆に入力し、前記指令値I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*
と各々比較する。

Ｕ相電流を例にとつて、制御動作を説明する。

比較器C₄によつて実電流I_Uと指令値I_U ^*を比較
し、その偏差ε_U＝I_U ^*−I_Uを電流制御補償回路G_U
(s)に入力する。G_U(s)では積分あるいは比例増幅
しその出力を、加算器A₁を介して位相制御回路
PHC₂₁へ入力する。また、G_U(s)の出力の反転値
を、加算器A₃を介して位相制御回路PHC₂₃へ入
力する。

各コンバータSS₁〜SS₃の出力電圧V₁〜V₃は位
相制御回路PHC₂₁〜PHC₂₃の入力電圧v〓₁〜v〓₃に
比例する。

よつて、I_U ^*＞I_Uとなつた場合、偏差ε_Uは正の
値となり制御補償回路G_U(s)を介して、位相制御
回路PHC₂₁の入力電圧v〓₁を増加させ、コンバー
タSS₁の出力電圧V₁を第１図の矢印の方向に増大
させる。また、同時に位相制御回路PHC₂₃の入力
電圧v〓₃を減少させ、コンバータSS₃の出力電圧
V₃を第１図の矢印と反対方向に発生させる。こ
の結果、コンバータSS₁の出力電流I₁が増大し、
コンバータSS₃の出力電流I₃が減少する。

この結果、電動機のＵ相電流I_U＝I₁−I₃が増大
し、I_U≒I_U ^*となるように制御される。

逆にI_U ^*＜I_Uとなつた場合、偏差ε_Uは負の値と
なり、出力電圧V₁が減つてV₃が増加する。従つ
て、I_U＝I₁−I₃は減少、やはりI_U≒I_U ^*となるよう
に制御される。指令値I_U ^*を正弦波状に変化させ
れば、それに従つて実電流もI_U≒I_U ^*となり、正
弦波電流が誘導電動機Ｍに供給されることにな
る。

Ｖ相及びＷ相の電流I_V・I_Wも同様に制御され
る。

従つて、誘導電動機Ｍの回転速度Ｎは、次のよ
うにして制御される。

N^*＞Ｎとなつた場合、偏差ε_Nは、正の値とな
り、制御補償回路G_N(s)を介して、トルク電流
（２次電流）指令I〓^*を増加させる。

この結果、第９図に示される誘導電動機の１次
電流指令I_L ^*（I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*）の波高値I_Lnと位相
角θ_r ^*を増加させ、実電流I_U，I_V，I_Wもそれに従つ
て追従制御される。

かくして、誘導電動機Ｍの実際の２次電流I〓が
増大し、発生トルクT_eをふやし加速する。これ
によりＮが増加し、Ｎ≒N^*になるように制御さ
れる。

逆に、N^*＜Ｎとなつた場合、偏差ε_Nは負の値
となり、トルク電流指令I〓^*を減少させ、１次電
流指令I_L ^*（I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*）の波高値I_Lnと位相角
θ_r ^*を減少させる。よつて、発生トルクT_eは減少
し、回転速度Ｎが減つてやはりＮ≒N^*になるよ
う制御される。

なお、上記実施例では循環電流式サイクロコン
バータとして、Δ結線された循環電流式サイクロ
コンバータを用いたが、通常の正、逆コンバータ
を３相分用意した循環電流式サイクロコンバータ
でも同様に実施可能であることは言うまでもな
い。

また、上記実施例では、交流電動機として誘導
電動機を用いた場合を説明したが、同期電動機や
リラクタンスモータ、ヒステリシスモータ等を駆
動する場合も同様に適用できる。

またさらに、上記実施例では２重コンバータと
していわゆる非循環電流式の２重コンバータにつ
いて説明したが、循環電流式２重コンバータでも
同様に実施可能であることは言うまでもない。そ
の場合には、正・逆コンバータの動作切換え時に
出力電流（直流電流I_d）を一旦零にする必要はな
くなり、スムーズな力行、回生運転ができるよう
になる。

（発明の効果） 以上の説明によつて明らかなように本発明によ
れば次のような効果が得られる。

直流電圧源から電力供給を受け、進相コンデン
サの高周波無効電力源を確立させ、この高周波無
効電力源の電圧を利用して、２重コンバータ及び
循環電流式サイクロコンバータを自然転流させて
いる。このため、従来の自励インバータに比較す
ると強制転流回路や自己消弧素子（トランジス
タ、GTO等）を用いることなく交流電動機を可
変速度で駆動することができる。これにより、装
置の信頼性が高まり、大容量化も可能となる。

また、交流電動機を駆動する循環電流式サイク
ロコンバータは入力周波数（進相コンデンサに印
加される電圧の周波数）と同等の出力周波数が得
られ、当該交流電動機を超高速度で回転させるこ
とができる。例えば、進相コンデンサに印加され
る電圧の周波数_capを500Hzとした場合、交流電
動機の電機子巻線には０〜500Hz程度の周波数の
正弦波電流I_U，I_V，I_Wを供給することができる。
すなわち２極の電動機の場合、回転速度は
30000rpmにもなり、超高速運転が可能となる。
しかして、従来、ギア等で増速しなければならな
かつたブロア用モータはギアが不要となり運転効
率が向上し、かつ小形軽量化が図れるようにな
る。

また、回転速度を3000rpm程度とした場合、電
動機の極数を20極にすることができ、低速時のト
ルクリツプルが小さくなるばかりでなく、速度制
御の精度を従来より１ケタも向上させることが可
能とる。

さらにまた、電動機に供給される電流I_U・I_V，
I_Wは正弦波に制御され、トルクリツプルのきわめ
て小さい装置が得られる。同時に電磁騒音がなく
なり、静かな回転機を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図、第２図は同実施例の要部の動作を説明する
ための等価回路図、第３図および第４図は同実施
例の要部の動作を説明するためのタイムチヤー
ト、第５図は同実施例の要部の動作を説明するた
めの等価回路図、第６図は同実施例を構成する２
重コンバータの制御部の詳細を示すブロツク図、
第７図は同制御部の動作を説明するためのタイム
チヤート、第８図は上記実施例を構成するサイク
ロコンバータの制御部の詳細を示すブロツク図、
第９図は同制御部の動作を説明するためのベクト
ル図である。 V_d…直流電源、L_d…直流リアクトル、CONV
…２重コンバータ、CAP…進相コンデンサ、CC
…循環式サイクロコンバータ、Ｍ…交流電動機、
SSP，SSN…正群、負群コンバータ、SS₁〜SS₃
…他励コンバータ、TR…高周波トランス、L₁〜
L₃…直流リアクトル、CT_d，CT_U，CT_V，CT_W…
電流検出器、PT_cap…電圧検出器、Ｄ…整流回
路、AVR…電圧制御回路、SPC…速度制御回路、
ACR₁，ACR₂…電流制御回路、PHC₁，PHC₂…
位相制御回路、OSC…外部発振器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 逆並列接続された２個のコンバータの直流側
   がリアクトルを介して直流電源に接続された２重
   コンバータと、この２重コンバータの交流側端子
   間に接続された進相コンデンサと、入力側が前記
   進相コンデンサに接続され、出力側が交流電動機
   に接続された循環電流式サイクロコンバータと、
   前記進相コンデンサの電圧の波高値が略一定にな
   るように前記２重コンバータを制御する手段と、
   前記交流電動機の回転速度が指令値と一致するよ
   うに前記サイクロコンバータを制御する手段とを
   備えたことを特徴とする交流電動機駆動装置。