JPS6343594A - 交流電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は直流電源から電力の供給を受けて交流°七ｆａ
Ｊ別を駆動する交流電動は駆動装置に関する。

（従来の技術） 一般に交流電動機としては誘導電動機、開明゛逝動機、
リラクタンスモーフ等がある。直流電源から電力の供給
を受けてこれらの交流ｆｆ１ｉＦＩＩ機を駆動する従来
の装置として例えば電圧形自動インバータがある。

この電圧形自励インバータはトランジスタやＧ’ｒＯ（
ゲートターンオフサイリスク）等の自己消弧素子で構成
され、交流電動機に可変電圧可変周波数の交流電力を供
給することができる。

この場合、パルス幅変調（Ｐ　Ｗ　Ｍ　）１１陣を行な
うことにより、上記’ｉｌｆ　１ＦＩＩ□への供給゛１
゛放流を正弦波に近似した波形にＩｔ、Ｉｔ御しトルク
脈動の低減を図っているしのしある。

（発明が解決しようとする問題点） このような自励インバータによる従来の交流電動機駆動
装置は、トランジスタＷＧＴＯ等の自己消弧素子を必要
とするため装置のコストが高くなり、また、過電流等か
ら素子を保護することが難しく、信頼性の点で問題があ
った。

また、ＧＴＯ等の大容量の自己消弧素子のスイッチング
周波数は５００〜１，０００１１１程度が限度となって
おり、パルス幅変調制御の変調周波数し上記周波数範囲
に限定される。したがって、交流電動機の回転速度を高
くした状態では電流脈動に伴うトルク脈動が発生する。

かくして、自動インバータによる従来の交流電動機駆動
装置は、中小容伍の装置に適するが、大容量でしかも高
速の交流電動機には適用し難いという問題点があった。

本発明は上記の問題点を解決するためになされもので、
大容量の交流電動機に対してトルクの脈動を伴うことが
なく低速から高速までの変速を可能にし、且つ、信頼性
を格段に向上させることのて・さ″る交流電動（；１駆
動芸首の提供を目的とする。

〔発明の１１′４成） く問題点を解決するための手段） 本発明ｔよ、逆並列接続された２個のコンバータのム゛
１流側がリアクトルを介して直流型Ｋ（に接続された２
重コンバークと、この２重コンバークの交流側端子間に
接続された）Ｖ相コンデンサと、入力側が前記進相コン
デンサに接続され、出力側が交流°電動機に接続された
循環電流式サイクロコンバークと、前記進相コンデンサ
の電圧の波高１直が略一定になるにうに前記２重コンバ
ータを制御すると共に、＋ｉＦｊ記２重コンバータおよ
びサイクロコンバータの遅れ無効電力と前記進相コンデ
ンサの進み無効電力とが等しい可変周波数の°電流を１
）ａ記交流雷！ＪＪ　’４３に供給するように前記サイ
クロコンバータをａ、ＩＩ　ｔｌｌづ″る制御手段とを
漏えたことを特徴とするしのである。

（作　用） この発明においては、制御手段が、進相コンデンサ°に
印加される電圧の波高値が略一定になるように２重コン
バータを制御すると共に、可変周波数の正弦波電流が交
流電動機に供給されるように循環電流式サイクロコンバ
ータを制御している。

このとき、進相コンデンサは２重コンバータと循環電流
式量サイクロコンバータに対して、進み無効電力源とな
るもので、その周波数（数百１１ｚ）は２重コンバータ
及びサイクロコンバータがとる遅れ無効電力と進相コン
デンサの進み無効電力とが等しくなるように決定される
。苫い換えると、外部の正弦波発振器により２重コンバ
ータ及びサイクロコンバータの位相制御基準信号を与え
ることにより、この発振器の周波数及び位相に進相コン
デンサの電圧の周波数及び位相が一致するようにサイク
ロコンバータの循環電流が流れる。

このようにして確立した進相コンデンサ電圧により２重
コンバータ及びサイクロコンバータは自然転流だけで電
力変換を行なうことができ、高速で大容量の交流電動機
駆動装置を提供することができる。

〈実／１色例） 第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。

同図において、直流電源ｖｄには直流リアク１−ルし、
を介して２重コンバータＣ０ＮＶの直流側が接続されて
いる。この２重コンバータＣ０ＮＶは正群コンバータＳ
　Ｓ　ｌ）と＜１１！１コンバータＳＳＮとが逆並列接
続されＣおり、その交流側端子間に進相コンデンサＣＡ
Ｉ）（端子間のコンデンサを１つの６のとして表わして
いる）が接続されている。

また、進相コンデンサＣＡＰにはサイクロコンバータＣ
Ｃの入力側が接続され、このサイクロコンバータＣＣの
出力側に交流電！ｌ１ＪＪ改Ｍ　／ｆｉ接続されている
。ここで、サイクロコンバータＣＣは主にコンバータＳ
Ｓ　−８Ｓ３と直流リアクトルＬ１〜Ｌ３とで構成され
、各コンバータＳ８１〜Ｓ８３は高周波トランスＴＲに
にって相互に絶縁されている。

また、２屯コンバータＣ０ＮＶを制御するために、ここ
に流れる１１ｉ流を検出する電流検出器ＣＴｄ、進相コ
ンデンサＣＡＰの印加電圧を検出する電圧検出器２丁　
　、この電圧検出器ＡＰ １〕”ＣＡＰの出力を整流する整流回路Ｄ１この整流回
路りから出力される進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値
Ｖ　　に阜づいて直流電流指令値■、をＣＡＰ 出力ず゛る電圧制御回路ＡＶＲ，この直流電流指令値Ｉ
ｄと電流検出器ＣＴ、の電流検出値Ｉ、との偏差に基づ
いてコンバータの電流１ＩＩＪ御信号を作る電流制御回
路ＡＣＲ１、および外部発掘器ｏＳＣの出力と電流制御
回路ＡＣＲ，の出力とに基づいて２市コンバータＣ０Ｎ
Ｖを制御する位相制御回路Ｐ　Ｈ０１を備えている。

さらに、循環電流式サイクロコンバータＣＣを制御する
ために、交流電動ＩＭの回転速度を検出する回転パルス
発生器ＰＧ、交流電動ＩＭの各相電流を検出する電流検
出器ＣＴ　　、ＣＴ、。

ＣＴ、、回転パルス発生器ＰＧの回転速度検出値める速
度制御回路５ＰＣ１これらの電流指令値ＣＩ−の検出ば
＋Ｉ、Ｉ、ＩＨを相ごとに比較Ｗ　　　　　　　　　　
　ＩＪ　　　　　’Ｊして偏Ｉ’ｓ分を積分若しくは比
例増幅して出力ザる電流制御回路ＡＣＲ２、この電流制
御回路Ａ　Ｃ＋＜　、、の出力と外部発振Ｚ　ＯＳ　Ｃ
の出力とにＪ、（づいてコンバータｓｓ　　−５ｓ３を
ゐＩＩ　１ｉｔ−Ｕ’る位相制御回路１”　ｌ−Ｉ　Ｃ
２を応えている。

」−記のようにＭｈ成された本実施例の概略動作を５１
明した後で訂しい動作を説明する。

先ず、２小コンバータＣ０ＮＶは直流電源ｖｄと進相コ
ンデン＋′ｊｃＡＰとの間で電力変換を行なうもので、
直流電流１ｄが図示矢印の向きに流れているとき１ユ正
群］ンバータＳＳＰが動作し、直流゛、七流Ｉｄが矢印
とは反対方向に流れているとき、づなわら、電力を回生
しているとぎ４４丁コンバータＳＳＮが動作するＪ：う
に制御され、さらに、進相：１ンデンｔすＣＡＰの印加
電圧が略一定になるように直流電流ｒｄが制（２Ｉｌさ
れる。

次に、サイクロコンバータＣＣはΔ結線された循環電流
式のもので進相コンデンサＣＡＰを３相７１１ｉ源とし
て交流電動機Ｍに可変電圧可変周波数の３相交流電力を
供給するように制ｗＪされる。

また、２重コンバータＣ０ＮＶ及びサイクロコンバータ
ＣＣの位相制御には外部発掘器Ｏ８Ｃからの３相阜準電
圧ｅ　　、　ｅ　１．　、　ｅ　ｃの信号を用いており
、進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖ、Ｖｂ。

■　の周波数と位相は基準電圧ｅ　　、　ｅｌ、　、　
ｅ。

ａ の周波数と位相に制御されることになる。

以下、これらの詳細な動作説明を行な１゜まず、進相コ
ンデンサＣＡＰの電圧Ｖ、Ｖｂ。

ＶＣを確立させるための起動動作を説明する。

第２図は起動時の正群コンバータＳＳＰと進相コンデン
サＣＡＰの等両回路を表わすもので、ＳＳＰは１ノイリ
スタＳ　〜Ｓ６で構成される。まま た進相コンデンサＣＡＰはＣ３５，Ｃｂｏ、Ｃｏａから
なる。

いま、仮にサイリスタＳ４と＄２に点弧パルスが入った
場合、直流電流Ｉ、が電源Ｖｄ→リアクトルＬｄ→サイ
リスタＳ４→コンデン）Ｊ−Ｃ，ｂ→サアクトルＬｄ→
サイリスタＳ４→コンデンｔＺＣｃａ→コンデンサＣ→
サイリスタＳ　→電源Ｖｄのｂｃ　　　　　　　　　　
　　　２ 経路に流れる。この結果、コンデンサＣａｂには直流布
Ｉｔ　Ｖ　ｄが充゛市され、コンデンサＣｂｏ、ＣＣａ
には＝（ｄ／２）の電圧が印加される。

第３図は正群コンバータＳＳＰのサイリスタＳ１〜Ｓ６
の点弧モードとそれに対応して変化する進相コンデン→
）Ｃの印加電圧ｖａｂ及び相電圧ｂ ■、の各波形を示す。

第２図のモードの後は、サイリスタＳ３に点弧パルスが
与えられる。するとコンデンサＣｂｏに充゛市された電
圧ににってサイリスタＳ２に逆バイアス電圧が印加され
、８２はオフする。すなわち起動時には進相コンデンサ
ＣＡＰは転流コンデンサの役目をはだＪ０サイリスタＳ
４とＳ３がオンすると前記進相コンデンサＣａｂ、Ｃｂ
ｃ、Ｃｏａに印加される１１丁圧も変化する。

進相コンデンサＣａｂに印加される電圧Ｖａ−ｂは第３
図のＪ：うにサイリスタＳ　−８６の点弧モードによっ
て階段状に変化する。しかし実際には電＋■Ｖ、−，は
りアクドルし、を介して充電されるため破線の如く徐々
に立上る。その時間を２δとした場合、ｖａ−ｂの基本
波成分はδだけ遅れる。また相電圧■　は線間電圧ｖａ
−ｂに対して（π／６）ラジアンだけ位相が遅れる。

サイリスタＳ　−８６の点弧モードと上記相電圧Ｖａを
比較するとわかるように起動時の位相制御角α、は α　＝π−δ（ラジアン）　　・・・・・・・・・（１
）となっている。δはあまり大きくないので、近似的に
Ｃよα　初１８０°で運転されていることになる。

このときのコンバータＳＳＰの出力電圧Ｖ　は第２図の
矢印の方向を正の値とすると Ｖ＝に−Ｖ　　　−ｃｏｓα　　　・・・・・・・・・
（２）ｐ　　　　　　　　　ｃａｐ　　　　　　　　　
ｐとなっている。ただし、ｋは比例定数、Ｖｃａｐはコ
ンデンサの相電圧波高値となる。

この出力゛電圧■　の反転値−Ｖ　が直流電圧ｐ Ｖｄとつり合っている。しかしこのままでは進相コンデ
ンサＣＡ　Ｐに直流−り圧Ｖｄ以上の電圧には充′市さ
れない。

そこで、点弧位相角α、を９０°の方向に少しずらして
やる。すると出力゛ｉ旨圧■、の反転値−■　が減少し
、Ｖｄ＞−Ｖ、となり、直流電流ｆｄが矢印の方向に流
れる。この結果イ１効電力）’）＝Ｖ　　・１ｄがａ流
電源ｖｄから進相コンデ（１ｄ ンサＣＡＰに供給されエネルギーＰ　・１−（１２。

／２）ＣＶ　　　か進相コンデンサに蓄積されｃａｐ　
　　　ｃａｐ る。これにより電圧Ｖ　　が増大し、■、暢ａｐ −■　となって落ち着く。このとき、電流１．は零とな
っている。

さらにｖｃａｐを増大させたいとさは、点弧位相角ａ、
をさらに９０’の方向にずらし、出力電圧の反転値−■
。を減少させることにより達成できる。α、＝９０’で
（ま−■、−〇　となり、理論的に（よ゛市源電圧■ｄ
がごくわずかな値でちコンデンサ電圧Ｖ。８．を大ぎな
値に充電することができる。しかし、実際には回路損失
があるためその分の電力供給は必要不可欠の６のとなる
。

このようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖｃａｐを
任意の値に充電することができる。

次に、このようにして確立された進相コンデンサＣＡＰ
の電圧■　、ｂ、ｖｏが第１図の位相制９１１回路Ｐ）
−ＩＣｉ　、ＰＩ−ＩＣ２に与えられる３相塁準電圧０
．ｅｂ、ｅｏの周波数と位相に一致することを税引する
。

第４図は第１図の外部発振器Ｏ８Ｃから出力される位相
制御基準電圧ｅ、ｅ、、ｅ　　と循環用ａ　　　　　　
　　　　　　　Ｃ 流式サイクロコンバータＣＣを構成するコンバータｓｓ
　　−５ｓ３の点弧パルスモードを示ずものである。

位１ｆｌ　１ＩＩＩ　′ｇｆＪｌ準電圧ｅ、ｅ、、ｅＣ
は次式ノヨうに表わされる。

ｅ　　＝　Ｅ　　−５ｉｎ（ω。−ｔ　）　　　　　　
−・・・・−（３）ｍ ｅ　　−Ｅ−ｓｉｎ（ω−ｔ−２７ｒ／３）−（４）ｂ
ｍ　　　　　ｃ ｅ　　　＝Ｅ−ｓｉｎ（ω・ｔ＋２π／３）＝１５）Ｃ
ｍ　　　　　　　　　　に こで、［は・単位電圧波高値、ω。＝ ２πｆ　　ｌＪ高周波の角周波数で、例えばｆ。＝５０
０１１ｚ稈１ｑに選ばれる。

進相コンデンサＣＡＰの相゛Ｉ七圧Ｖ、、Ｖｂ。

■　が上記阜準゛市圧ｅ、ｅｌ）、ｅ　　の周波数とＣ
ａ　　　　　　　　　　　　　Ｃ 位相に一致している１易合、コンバータＳＳ１〜Ｓ８３
の各出力電圧は、次のようになる。

Ｖ、＝ｋ・ｙ、、　−ｃｏｓα１　　・・・・・・（６
）ｖ２−に−ｖｏ、ｐ−ＣＯ３α２　　・・・・・・（
７）Ｖ３＝ｋ　−Ｖ、ｐ−ｃｏｓα３　　・・・・・・
（８）起動時は、各コンバータの出力電圧Ｖ、Ｖ２゜■
　は零に設定されるので、制御位相角α１゜α２．α　
は、α　＝α２−α３＝９０’　となつている。ららろ
／νＶ　＋Ｖ２＋ｖ３＝Ｏとなり、す゛イクＯ：Ｊンバ
ータＣＣの循環電流の増誠ｔまない。

この状態から仮に、コンデンサ：’Ｉｊ；　ｌＴ＝の周
波数が低くなり、第４図の破線のようにｖ’、ｖ、’。

■ｏ′となった場合を考える。

この場合、コンバータＳＳ１の点弧位相角はα　からα
１′に、またＳ８２の点弧位相角はα　からα　′に、
さらにＳ８３の点弧位相角はα　からα　′に変化する
。したがって、ｖ１→−Ｖ２＋Ｖ３〉０となり、サイク
ロコンバータＣＣの循環電流を増大させる。この循環電
流は進相コンデンサＣＡＰ側から見たサイクロコンバー
タＣＣの入力側の遅れ無効電力となる。

第５図は、サイクロコンバータＣＣの入力側の１相分の
等価回路を表わしたもので、サイクロコンバータＣＣ及
び２重コンバータＣ０ＮＶは遅れ電流をとる可変インダ
クタンスＬｃｃに置き換えられる。この回路の共成周波
数ｆ　　は ｃａｐ となる。

サイクロコンバータＣＣの循環電流が増大することは等
価インダクタンスし。０が減少することに等しく、上記
周波数ｆ　　は増大し、■、′。

ｃａｐ Ｖｂ’、Ｖ’（７）周波数ｆ　　はＮ準電圧ｅａ。

ＣＣａｐ ｅ、、、Ｏの周波数［。に近ずく。

同様に「〉「。どなった場合には、循Ｉト市　ｉｔ　ｐ 流が減少し、’ｃｃＢ大ぎくなって、やはりｆ。ａ。

−１となって落ち着く。

進相二１ンデンリＣＡ　ｌ）の電圧の位相が基準電圧の
位相より遅れた場合に１よ「〈「　　となったｃａｐ　
　　　　　ｃ ときと同様に循環電流が増加し、進相コンデンサ゛ＣΔ
１）の電圧位相を進める。逆に、進相コンデンサＣＡ　
ｌ）の′電圧（η相が基準電圧Ｊ：り進／υだ場合には
ｒ　　　＞ｆ　　となったときと同様に循１；電流がｃ
ａｐ　　　ｃ 減少し、）ｌＵ相コンデンサＣΔＰの電圧位相を遅らせ
る。このようにして進相コンデンサＣΔＰの電圧Ｖ、Ｖ
、、Ｖｏの周波数と位相が基＊電圧ｅ　　、ｃ　　、ｅ
　　に一致するようにり゛イクＬ］コンｂｃ バークＣＣの循環電流の大きさが自動的に調整されるも
のである。したがって、これらのコンデン→ノ雷圧Ｖ、
Ｖｂ、０は次式のように表わされる。

Ｖ　　＝Ｖ　　　−５ｉｎ（ω−ｔ）　　　　−−−−
−−（１０）ａ　　　ｃａｐ　　　　　ｃ ■ｂ””ｖｃａｐ・５ｉｎ（ω　・ｔ−２π／３）・・
・・・・（１１） Ｖ　　　＝ｖ　　　　−５ｉｎ（ω−ｔ＋２７ｒ／３）
ｃ　　　　　ｃａｐ　　　　　　　　　ｃ・・・・・・
（１２） ただし、ｖｃａｐは相電圧波高値である。

交２１！ｌ−電動機〜１の回転速度が増加し、各コンバ
ータＳＳ１〜ＳＳｏが出力゛電圧を発生している場合も
同様に動作する。すなわち定常状態（進相コンデンサＣ
ＡＩ）の電圧位相が基準電圧と一致している場合）では
Ｖ　４−■　＋Ｖ３＝Ｏを満足し、すイクロコンバータ
ＣＣの循環電流は増減しない。

この状態からずれた場合にはＣＣの循環電流が自動的に
調整され、常に進相コンデンサＣＡＰの周波数と位相は
り準電圧のそれと一致するように運転される。

以上のようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖ、Ｖ、
、Ｖｏが確立するが、次にこれらの電圧が確立した後の
２重コンバータＣ０ＮＶ及びサイクロコンバータＣＣの
制御ＩＪＪ！作を説明する。

第６図は２重コンバータＣ０ＮＶの制御部を詳しく表わ
したしので、第１図の制御回路と対応させると次のＪ、
うになる。

まず、第１図の電圧制御回路ΔＶＲは、第６図の電圧設
定器Ｖ　Ｒ、比較器Ｃ及び電圧制御補償回路Ｇ。（ｓ）
からなる。

また、次の電流制御回路Ａ　ＣＲ１は第６図の比較器Ｃ
、電流制御２１１補ｔ３回路Ｇ１（Ｓ）、加９冴Ａ　＋
）、演ｌＴｈ１！［器に、　、反転ｍ１ＮＶ、ヒステリ
シス回路ＩＩｓ、モノマルチ回路ＭＭ、論理回路ＬＣで
＋１“４成される。

さらに、第１図の位相制御１［１回路Ｐ　Ｈ０１は第６
図の位相制御２１１回路Ｐ　ＩＩ　Ｉ七Ｐ　ＨＮ及びス
イッチ回路Ａｓ　　　ΔＳ２で偶成される。

ここで、進相コンデンサＣＡＰの電圧を電Ｌ〔検出嵩Ｐ
Ｔ　　　で検出し、ｌ！１られた３相電１［を整流ａｐ 器１〕によって整ｉ−ｒる。これによって進相コンデン
サ゛ＣＡ　Ｐの電圧波高ｊＩＱ　Ｖ　ｃ　ａ　ｐが比較
器Ｃ１に入力される。

また、電圧設定器ＶＲから電圧指令値■。ａｐを出力し
、比較器Ｃ１によって上記検出値■。８．（比較する。

これらの間の（１差ε。＝　Ｖｃａｐ〜ｖｃａｐは次の
電圧制１２１Ｉ補償回路Ｇ。（Ｓ）に入力され、積分あ
るいは比例増幅される。この電圧制御補償回路Ｇ。（Ｓ
）の出力信号１ｄは、直流電流の指令１ａとして比較器
Ｃ２に入力される。

−万、直流変流器ＣＴ　、、によって直流電流Ｉ。

を検出し、比較″ＢＣ２によって上記′；［流指令値ｌ
、との偏差εＩ＝Ｉｄ　　　ｆｄを求める。当該偏差ε
ｌは次の電流１．制御補償回路ＧＩ（ｓ）によって、積
分あるいは比例増幅され、加算器ＡＤを介して正８Ｔコ
ンバータＳＳＰの位相Ｌｌｌ　ｔ２１１回路Ｐ回路ＩＰ
に入力される。また、加ｑ器ＡＤの１なで反転器ＩＮＶ
を介して負群コンバータＳＳＮの位相制御回路Ｐ　ｌ−
Ｉ　Ｎに入力される。

加算器ＡＤは、前記電流制御補償回路Ｇ、（ｓ）の出力
信号から直流電圧検出値ｖｄを演算増幅器ＫＶで定数倍
したものを差し引いて出力している。

しかして、正／！Ｙ及び負群コンバータの位相制御入力
電圧ｖ　　　、ｖ 。ｐ　　（ＩＮは次式のようになる。

ＶａＰ＝Ｇ、（Ｓ＞・ε、−Ｋ　　−Ｖｄ　　−・・（
１３）■ ｖ　　ａ　　Ｎ　　−Ｇ　　　　　（Ｓ）　　　”　　
ε　　　　十　Ｋ　　　　　・　Ｖ　　ｄｌ　　　　　
　　　　１ｖ ・・・・・・（１４） 一方、電圧制御油ｔパ１回路Ｇ、　（ｓ）の出力化シュ
ｌｄはヒスプリシス回路１−Ｉ　Ｓを介して、“１″′
又はＯ′′のデジタル信号５１ｇ１に変換される。

このｊ＜：　＞３　ｓ　ｉ　（７１は、１つ【よモノマ
ルチ回Ｉ′８〜ＩＭを介してパルス信号５１ｇ２を作り
、また、ｂう１つはそのまま論理回路しＣに入力される
。

第７図はその動作を説明するためのクィムヂャ−１−で
、直流電流指令１．が（１から正に、又、正／）目ら負
に′り化した場合の各信号５１９１〜５１ｇ４を示覆。

まず、直流電流指令値■（ｊが負からｉ［に変化しシス
回路＋］Ｓの出力化す５１ｇ１は“１°′どなる。

また、直流電流指令値ｒｄが正から負に変化した場合、
１ｄ≦−△１　になったところて“ヒステリシス回路Ｈ
Ｓの出力信号はＯ′′になる。

次のモノマルヂ回路Ｍ〜１はヒステリシス回路！−ＩＳ
の出力信号５ｉｏ１の立上り及び立下り時にパルス幅６
丁のパルス信号５１ｇ２を発生する。

論理回路ＬＣの出力信号５１ｇ３，５１ｇ４は、上記信
号５１ｇ１と５１ｇ２によって作られる。

すなわら、５１ｇ３は５１ｇ１とｓｉｇ２（ｓｉｇ２の
反転値）の論理積をとることによりて作られ、また、５
１ｇ４は５ｉＧ１　（ｓｉｇｌ）反［ｆｉｆｆ）　トｓ
　ｉ　ｇ２　（ｓ　ｉ　Ｑ２（１）反転１１ｍ）ｆ７）
論理積をとることにＪ：って求められる。

このようにして求められた論理回路ＬＣの出力信号５１
ｇ３，５１ｇ４はそれぞれスイッチ回路ＡＳ　　及σＡ
Ｓ２を開閉する。すなわち、Ｓｉ９３が”１パのときス
イッチＡＳ１がオンし、正群コンバータＳＳＰにゲート
信号を与える。また、５１ｇ４が“１″のとき、スイッ
チ、へＳ２がオンし負群コンバータＳＳＮにゲー１へ信
号を与える。

従って、直流電流指令値■、が負から正に変化ンバーク
ＳＳＮは運転を停止し、その後Δ−「の１１，１間を経
て正群コンバータＳＳＰが運転を始める。

この■、１間Δ丁は正群及び負群コンバータが同時に運
転されないようにするもので、実際に流れる直流電流１
ｄが完全に零になる時間を前値して決定される。

ＳＳＰは運転を停止し６丁の時間後ｃｔ　ｒ、ｙコンバ
ータＳＳＮが運転を始める。このときはＩｄ　＜Ｏであ
るから直流電源Ｖｄに電力を回生する七−ドである。

実際の直流電流Ｉ、はぞの指令値Ｉ（１＊に従って、１
ｄ’ｌ、１となるようにυ１１１１されるが、１，１が
正から（、）に、あるいは負から正に変化する切り換え
時点では、破線の指令値Ｉｄに対して実線で示したよう
なＩｄになる。すなわら、正←→（１の切り換え時に電
流が零になる休止＋９］間を有する。

当該休止期間６丁は数千ミリ秒（ｍｓｅｃ）もあれば十
分であり、カ行、回生が頻繁に（１なわれても実用上問
題はない。

スイッチ回路へ８１がオンで、Ａｓ２がオフしている場
合、直流電流１ｄは正Ｉ！ＴコンバータＳＳＰによって
次のように制御される。

［ｄ＞Ｉｄの場合、偏差εＩ＝’ｄ−Ｉｄは正の値とな
り、電流制御補償回路Ｇ、（Ｓ）を介して、正群コンバ
ータＳＳＰの位相制御人力Ｖ。、を増加させる。正群コ
ンバータＳＳＰの出力゛電圧■。

（よこの位相制御人力ｖｃｒＰに比例して増加し、その
結果、直流電流［ｄが増大し、Ｉ１吋Ｉ、となるように
制御される。

逆に、ＩｄゞくＩｄとなった場合、Ｑ差εＩは負の値と
なり、位相制御人力ｖａＰを減少させる。

したがって、正群コンバータＳＳＰの出力電圧Ｖ、が減
少し、直流電流Ｉ、を減少させる。やはり、Ｉ　　＝１
６となるように制御される。

このとき、加算器ＡＤに入力される補償信号−ｋｖ−■
（１は、直流電源電圧Ｖｄに対向ザる電Ｊ１を１１−君
Ｙ−１ンバークＳＳｒンから発生させるもの（・、前、
−１２電流制慴１　？＋Ｉｉ　ｔご回路Ｇ、ｆＳ）から
の１Δ号が′劣の場合、ｖ、−−ｖ、とイじて、直流電
圧ｖｄとｉＦ凸する。につて、この状態での直流電流１
ｄのハ゛１減はない。

次に、スイッチ回路ＡＳ２がオンで、Ａｓ１がオフして
いる場合の直流電流【ｄの制御動作／！：説明Ｊ−る。

この場合は、ｎ群コンバータＳＳＮが動作し、電力を直
流電源に回生づ゛ることになる。

Ｉ、＞［、の場合（例えば、［、＝−９０Ａ、ｉｄ＝、
−１００Ａ）、偏差８１は正の値となり、゛市流制■１
補償回路Ｇ、（ｓ）を介して、負群コンバークＳＳＮの
位相１１（制御人力Ｖ　　　＝−ＧＩ（Ｓ）　−αＮ ε　十Ｋ　・■ｄを減少させる。したがって、［■ ｖ　＞■　と’ｔＫす、直流電流１ｄを矢印の方向にｄ
　　　　　　Ｎ 増加さＵ゛、１ｄ’＝Ｉ、１となって落ち着く。

逆にｌ　　＜Ｉ　　となった場合（例えば、ｌｄ＝ｄ −１００Δ、Ｉｄ　＝−９０Ａ）　、漏差εＩは負の値
となり、Ｇ、（Ｓ）を介して、位相υ制御入力■（ｘＮ
を増加させる。よって、■ｄくＶＮとなり、直流電流■
　を減少させ、やはり、Ｉａ”？Ｉａとなるように制御
される。

次に、高周波進相コンデンサＣＡＰの電圧波高ｖＣａｐ
−ＶＣａＤは正の値となり、電圧制御補償回路Ｇ。（Ｓ
）を介して直流電流指令値１ｄを増加させる。実際の直
流電流１ｄは前述のように直流電流指令ＩｔｉＩ　　に
従って、Ｉ　　Ｌ：Ｉ、１となるようにｄ　　　　　　
　　　　　　ｄ 制御される。この結束、直流電源■ｄから電力Ｐ　＝■
　・Ｉ　が供給され、エネルギーｄｄ として、進相コンデンサＣＡＰに蓄積し、電圧ｖｃａｐ
を増加させる。、最終的には、ｖｃａｐ　”Ｖ　ｃａｏ
となって落ち着く。

Ｖ　　＜Ｖ　　となった」Ｍ合、Ｇ差ε。は負のｃａｐ
　　　　　　ｃａｐ 飴となりＧ。（Ｓ）を介して直流電流指令値Ｉ、を減少
ざＵ、さらには（１の値にする。’ｄ’Ｆ〈Ｏとｈると
進旧コンデンｌ＋ｃＡＰのエネルギーが直流電％：　Ｖ
　ｄに回生され、電圧Ｖｃａｐが減少し、Ｖ’ｒＶ　　
　となるＪ：うに制御される。

ｃａｐ　　　　　　ｃａｐ このようにして、進相コンデンサＣΔＰの電ｆ「波高舶
Ｖ　　は当該指令＋ＩＩＩＶ、。に一致する、Ｊ：うｃ
ａｏ に１．Ｉｄ陣される。

次に、書ナイクＵコンバータＣＣによって交流電動別Ｍ
に供給される電流［、Ｉ、［ｌＡを１ｉｌｌ　１２１１
ｖ づる動作を説明する。

４【Ｊ３、ここでは電ｖＪ機Ｍとして誘導電動−を用い
た場合について説明する。

第８図は、循環電流式り°イクロコンバータＣＣの１１
すυす部の詳細な構成を示すブ１」ツク図である。

第１図の制御回路と対応さヒると次のようになる。

まず、第１図の速庶制御回路ＳＰＣは第８図の比較部Ｃ
３、速度制御補（α回路０Ｎ（Ｓ）、励磁電流設定器Ｅ
Ｘ、演１回路ＣＡＬ１〜ＣＡＬ３．３引圧弦波パターン
発生器ＰＴＧ及び乗口器ＭＬＵ〜Ｍ　Ｌ　、Ｉからなる
。

また・、電流制御回路Ａ　ＣＲ２は、第８図の比較１ｓ
ｃ−Ｇ６、電流制御ｉｌＩ？ｌ口償回路ＧＵ（Ｓ）。

Ｇｙ　（ｓ）　、　Ｇ１４（ｓ）及び加の３Ａ１〜Ａ３
で構成される。

さらに、第１図の位相制御回路Ｐ　Ｈ０２は第８図の位
相制御回路Ｐ　ＨＣ〜ＰＨＣ２３で構成され２す る。

まず、誘導電動ＩｌＩＭの速度制御ＩＩ切動作説明する
。

誘導電動機の２次電流Ｉｒと励磁電流■。をベク］ヘル
的に直交させ、各々を独立に制御できるようにしたもの
はベクトル制御Ｌｉ　ｌ　ｍとして知られている。ここ
では、その手法を用いて速度制御するものを例にとって
いる。

ベクトル制御の手法は文献が多く出ており、詳しい説明
は省略し、！Ｒ要を述べるにとどめる。

：Ｌず、電動機の回転子に直結された回転パルス発生器
１）　Ｇから、回転速１σω、に比例したパルス列を取
り出す。

比較器Ｃ，はこの回転速度Ｎ（−ω、）とその指令値Ｎ
”を比較し、ぞの′鵠差ε、＝Ｎ”　−Ｎを速度制御ｔ
＋ｌｉ憤回路Ｇ　　（ｓ）に入力する。Ｇ、　（Ｓ）は
比例要素あるいは積分要素等からイτす、出力として１
〜ルク電流指令Ｉｒを与える。

また、１νＩ記回転速度検出値ω、は励磁電流設定器Ｅ
Ｘに人力され、励磁電流指令１゜を与える。

【３１演惇回路ＣＡＬ１〜ＣＡＬ２に入力さ゛れ次の演
帥を行なう。

リ−なわら、演亦回路ＣＡＬ１では Ｒ＊：２次抵抗 Ｌ“：２次インダクタンス 演けによって、すべり角周波数ω占を求める。

また、演咋回路ＣＡＬ２では、 の演算によって、励磁電流■　に対する１次電流Ｉ　＝
５７ワＴ”　　　・・・・・・・・・（１８）Ｌｍ　　
　　ｃ　　　τ の演算によって、１次電流指令値Ｉ、の波高値Ｉ、を求
める。

第９図は、この銹導電１ＦＪＪＲの電流ベクトル図を表
わすｂので、励磁電流Ｉ。と２次電流（トルク°市流）
■７とは直交関係にあり、この電ＩＪＪ機の発生トルク
Ｔ。は次式で表わせる。

通常励…電流指令Ｉ。とじては一定値が与えられ、電動
機の発生トルクＴ。は２次電流指令（［・ルク電流指令
）Ｉ５を変えることによって制御される。

ただし、回転速度を定格以上で運転させるとさには、弱
め界磁制御が行なわれ励磁電流設定器ＥＸににっで励磁
電流指令Ｉ。を回転速度ω、に応じて変化させることが
ある。

このようにして求められたすへり角周波散出１１ｉ　）
ω、を正弦波パターン発生Ｂ　１１１−　Ｇに入力し次
の３相中位正弦波φ　、φヮ、φ、を求める。

φ　＝ｓｉｎ（（ω　十ω　　）・ｔ→−θ、）Ｕ　　
　　　　　　　　ｒｓ　　ρ ・・・・・・（２０） φｙ＝ｓ＋ｎ（（ω　＋ω３．り・を十〇　−ｒ ２π／３）　　　　　　　　　　　・・・・・・（２１
）２π／３）　　　　　　　　　　・・・・・・（２２
）この単位正弦波φ　、φヮ、φ、は誘導電動ｂ１Ｍに
供給される１数量流Ｉ、の周波数と位相を決定するもの
である。

乗算器ＭＬ　　−ＭＬ、によって３相中位正弦波φＵ、
φＶ、φ讐と前記波高値指令■Ｌｍを掛は合わｔ！誘導
電動８１Ｍに供給される３相電流（１数量・・・・・・
（２３） 一２π／３）　　・・・・・・（２４）＝２π／３）　
　・・・・・・（２４）誘導電動機のベクトルａＩｌ罪
は、励磁電流Ｉ　と２次電流１．ｒを独立に制御できる
ことに特長かある。しかして、電動ｄの励磁１−ｆｆ流
１　を一定に保らながら、２数量流Ｉアの大きざを変え
ることにＪ、す、発生トルクを制御２Ｉｌηることがで
き、直流上４と同等の速麿制り１１応答を達成すること
が可能どなる。

次に、上記のように与えられた１次電流指令（１ｒ］１
ｏを制υＩＪづる動作を説明する。

第１図の変流ｚｃ−ｒ、、ｃ−ｒＶ、ｃ−ｒ、にょって
雷■子電流１０．１Ｖ、Ｉ、を検出する。

この電動機１次電流検出値１．ＩＶ、！、を各々比較器
０４〜Ｃ６に入力し、前記指令値’Ｕ’１．１．と各々
比較する。

Ｕ相電流を例にとって、ルリ御動作を説明する。

比較器Ｃ４によって実°七流１゜と指令値ｒ。を比較し
、その偏差ε、＝Ｉ。−［、を電流制ｔｉｌｌ補（ｒｊ
回路ＧｔＩ（ｓ）に入力する。Ｇ、　（ｓ）では積分あ
るいは比例増幅しその出力を、加ｑ器△１を介して位相
制御回路ｐＦｉｃ２１へ入力する。また、Ｇ　　（ｓ＞
の出力の反転値を、加口器Ａ３を介して位相υ制御回路
ＰＨ０２３へ入力する。

各コンバータｓｓ　　−５ｓ３の出力電圧Ｖ１〜Ｖ３は
位相制御回路ＰＨＣ２１〜ＰＨＣ２３の入力電圧ｖ　　
〜■　　に比例する。

α１　　α３ よって、ＩＵ＞Ｉｕとなった場合、偏差εＵは正の値と
なり制御補償回路Ｇｕ（ｓ）を介して、位相制御回路Ｐ
ＨＣ２１の入力電圧■。１を増加させ、コンバータＳ８
１の出力電圧■１を第１図の矢印の方向に増大させる。

また、同時に位相制ｙ１１回路Ｐ　ＨＣの入力電圧■。

３を減少させ、コンバーりＳ８３の出力電圧ｖ３を第１
図の矢印と反対方向に発生させる。この結果、コンバー
タＳ８１の出力電流■　が増大し、コンバータＳ８３の
出力電流Ｉ３が減少する。

この結果、電動機のＵ相電流１　−１．−１３がＩｆ）
大し、ＩＵ”＝ＩＵとなるように制御される。

逆にＩｕ＜Ｉｕとなった場合、偏差εＵは負の値となり
、出力電圧■　が減って■３が増加する。

従って、’　１１　””　’　１−■３は減少し、やは
り１０弦波状に′σ化させれば、それに従って実電流も
１　４１、となり、正弦波電流が誘導電動機Ｍにｊ Ｏ（給されることになる。

相及びＷ相の゛上流１．Ｉ１４ら同様に制御ざれる。

従って、誘導電動機Ｍの回転速度Ｎは、次の」；うにし
て制御される。

Ｎ”　＞Ｎとなった場合、偏差ε、は、正の始となり、
制御補償回路ＧＮ（Ｓ）を介して、Ｉ・ルク電流（２次
電流）指令Ｉ７を増加させる。

この結果、第９図に示される誘導？１ｆ動機の１次と位
相角θ　を増加させ、実電流１．ＩＶ、。

ｒ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｕｌ、ｔ
Ｊそれに従って追従制御される。

かくして、誘導電動ｎＭの実際の２数量流■１が増大し
、発生トルクＴ。をふやし加速する。これによりＮが増
加し、ＮＬ：Ｎ”になるように制御される。

逆に、Ｎ”　＜Ｎとなった場合、偏差ε８は負の値とな
り、トルク電流指令Ｉ４を減少させ、１次と位相角０．
を減少させる。よって、発生１−ルクＴ　は減少し、回
転速度Ｎが減ってやはりＮ’ｙＮ＊になるＪ：うに制御
される。

なお、上記実施例では循１塁電流式サイクロコンバータ
として、Δ結線された循環電流式サイクロコンバータを
用いたが、通常の正、逆コンバータを３相分用意した循
環電流式サイクロコンバータで５同様に実施可能である
ことは言うまでもない。

また、上記実施例では、交流電動機として誘導電動機を
用いた場合を説明したが、同期電動機やリラクタンスモ
ータ、ヒステリシスモーフ等を駆動する場合も同様に適
用できる。

またさらに、上記実施例では２重コンバータとしていわ
ゆる非循環ｆｆ１ｉ式の２重コンバータについて説明し
たが、循環電流式２重コンバータでも同様に実施可能で
あることは言うまでもない。その場合には、正・逆コン
バータの０３作切換え時に出力電流（直流電流１ｄ）を
−〇零にする必要はなくなり、スムーズなカ行、回生運
転ができるにうになる。

〔発明の効果〕

以上のＩＪ２明にＪ：って明らかなように本発明によれ
ば次のＪ：うな効果が１ｑられる。

直流電１［源から電力供給を受け、進相コンデンサ゛の
高周波無効電力源を確立させ、この高周波無効電力源の
電圧を利用して、２重コンバータ及び循環電流式サイク
ロコンバータを自然転流させている。このため、従来の
自動インバータに比較すると強制転流回路や自己消弧素
子（トランジスタ、Ｇ　Ｔ　Ｏ等）を用いることなく交
流電動纒を可変速度で駆動することができる。これによ
り、装置のイ１ゴ頼性が高まり、大容品化も可能となる
。

また、交流電動機を駆動する循環電流式サイクロコンバ
ータは入力周波数く進相コンデンサに印加される゛電圧
の周波数）と同等の出力周波数が得られ、当該交流電動
機を超高速度で回転させることができる。例えば、進相
コンデンサに印加される電圧の周波数ｒ　　を５００１
−ｌｌとした場合、交ａｐ 流電動線の電機子巻線にはＯ〜５００１１ｚ程度の周波
数の正弦波電流ＩＵ、ｌ、、ＩＩＡを供給することがで
きる。ずなわち２捲の電動機の場合、回転速度は°３０
．０ＯＯｒｕにもなり、超高速運転が可能となる。しか
して、従来、ギア等で増速しなりればならなかったブロ
ア用モータはギアが不要となり運転効率が向上し、かつ
小形軽量化が図れるＪ：うになる。

また、回転速度を３．ＯＯＯｒｐｍ程度とした場合、電
ｆＩＪＲの極数を２０極にすることができ、低速時のト
ルクリップルが小さくなるばかりでなく、速度制御の精
度を従来より１ケタも向上さＵることが可能とる。

さらにまた、電動機に供給される電流ＩＵ。

Ｉｖ、１−は正弦波に制御００され、１−ルクリップル
のぎわめて小さい装置がｊｒＪられる。同時に電１４ｉ
ｌＪ音がなくなり、静かな回転機を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図は同実施例の要部の動作を説明するための等価回路
図、第３図３３よび第４図は同実施例の要部の動作を説
明するためのタイムチャート、第５図は同実施例の要部
の動作を説明り−るための等洒［１路図、第６図は同実
施例を構成する２（■コンバータの制御部の詳細を示ず
ブロック図、第７図はｊ−ｉ１１部品の動作を説明する
ためのタイムチャート、第８図は上記実施例を構成する
→ノイクロコンバークの制御部の詳細を示すブロック図
、第９図は同制御部の動作を説明するためのベクトル図
である。 ■　・・・直流電源、Ｌｄ・・・直流リアク１−ル、Ｃ
０ＮＶ・・・２小コンバータ、ＣＡＰ・・・進相コンデ
ンサ、ＣＣ・・・循環式サイクロコンバータ、Ｍ・・・
交流電動機、ＳＳＰ、ＳＳＮ・・・正群、ｎ酊コンバー
タ、ＳＳ１〜ＳＳ３・・・他励コンバータ、ＴＲ・・・
高周波トランス、し１〜Ｌ３・・・直流リアク１−ル、
ＣＴ　　、　ＣＴ　　、　ＣＴ　　、　ＣＴ、　・＝、
１ｆｆｉ流検出器、ｔｌＶ ＰＴｏａ、・・・電圧検出器、Ｄ・・・整流回路、△Ｖ
Ｒ・・・電圧制御回路、ＳＰＣ・・・速度制御回路、Δ
ＣＲ１゜Ａ　ＣＲ２・・・’＋ｔｆ流制御回路、ＰＨＣ
ｌ、ＰＨＣ２・・・位相制御回路、Ｏ２０・・・外部発
振器。 出願人代理人　　佐　　藤　　−雄 ち　２　図 °　　呈 も　３　ｚ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 逆並列接続された２個のコンバータの直流側がリアクト
   ルを介して直流電源に接続された２重コンバータと、こ
   の２重コンバータの交流側端子間に接続された進相コン
   デンサと、入力側が前記進相コンデンサに接続され、出
   力側が交流電動機に接続された循環電流式サイクロコン
   バータと、前記進相コンデンサの電圧の波高値が略一定
   になるように前記２重コンバータを制御すると共に、前
   記２重コンバータおよびサイクロコンバータの遅れ無効
   電力と前記進相コンデンサの進み無効電力とが等しい可
   変周波数の電流を前記交流電動機に供給するように前記
   サイクロコンバータを制御する制御手段とを備えたこと
   を特徴とする交流電動機駆動装置。