JPH0443287B2

JPH0443287B2 -

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Publication number: JPH0443287B2
Application number: JP58067754A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-04-19
Filing date: 1983-04-19
Publication date: 1992-07-16
Also published as: JPS59194635A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から種々の無効電力をとる
負荷に対して、必要な量の無効電力を供給する無
効電力補償装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

アーク炉あるいはサイリスタ等を用いた静止形
電力変換装置では、多くの無効電力を消費し、し
かも当該無効電力は刻々と変化するのが常であ
る。このような無効電力の増大は電源系統の設備
容量を不必要に増加させ、また無効電力の変動に
より電源電圧の変動を招き、フリツカ障害等の悪
影響を他の電気機器に及ぼす。

このような負荷の無効電力を補償し、受電端の
力率を改善するものとして無効電力補償装置があ
る。無効電力補償装置には、古くは同期調相機や
進相コンデンサ等があるが速応性に貧しく、最近
では進相コンデンサと組合せた位相制御リアクト
ル装置が普及しつつある。

第１図は、従来の無効電力補償装置の構成図で
ある。図中、BUSは３相交流電源の電線路、
LOADは負荷装置、SWは主電源スイツチ、CAP
は３相進相コンデンサ、TRは電源トランス、SS
は交直電力変換器（コンバータ）、L_pは直流リア
クトルである。また、制御回路として、受電端の
３相交流電流を検出する変流器CT_S、電源３相交
流電圧を検出する変成器PT_S、無効電力演算回路
VAR、直流電流を検出する変流器CT_O、比較器
C₁，C₂、制御補償回路H_Q，G_O、コンバータSSの
位相制御回路PHCから成つている。

第２図は第１図の電源端子における電圧電流ベ
クトル図を示す。図中、V_Sは電源電圧、I_CAPは進
相コンデンサCAPに流れ込む進み電流I_LOADは負
荷電流、I_SSはコンバータSSに流れ込む遅れ電流
である。

以下、第１図及び第２図を参照しながら、従来
装置の動作を説明する。

負荷装置LOADに流れる電流I_LOADはその大きさ
及び位相角θ共に刻々と変化する。第２図はその
変化の中のある瞬時をとらえたものである。

負荷電流I_LOADを有効分I_Sと無効分I_Qに分けると、
次のように表わせる。

I_S＝I_LOAD・cosθ I_Q＝I_LOAD・sinθ 無効電力補償装置は上記無効分I_Qを打ち消す電
流をとるもので、その結果、電源からは常に有効
電流I_Sだけが供給されることになる。

さて、電源スイツチSWを閉じた状態で考える
と、進相コンデンサCAPには一定の進み電流I_CAP
が流れ込んでいる。

また、コンバータSSの直流側端子には直流リ
アクトルL_Oが接続されており、直流電流I_Oが流れ
ていると考えると、コンバータSSの入力電流I_SS
は、次式のようになる。

I_SS＝ｋ・I_O ｋ：変換定数上記コンバータSSの入力電流I_SSも有効分I_SSPと
無効分I_SSQに分けられる。

I_SSP＝I_SS・cosα I_SSQ＝I_SS・sinα ここで、αはコンバータSSの点弧位相角で、
直流電流I_Oが増減しない定常状態ではα≒90°と
なつている。

従つて、I_SSの有効分I_SSP≒０，無効分I_SSQ≒I_SSと
考えて差しつかえない。

コンバータSSの遅れ無効電流I_SSは直流電流I_O
の大きさを変えることにより、必要な値に調整す
ることができる。

前記負荷電流I_LOADの遅れ無効分I_Qと上記コンバ
ータSSの遅れ電流I_SS和が、前記進相コンデンサ
CAPの進み電流I_CAPの値にちようど等しくなるよ
うにコンバータSSの遅れ電流I_SSを調整している。
すなわち、次式の関係を保つように制御される。

I_CAP＝I_Q＋I_SS この結果、無効分は打ち消され、電源からは有
効電流I_Sだけが供給される。

以上の動作を具体的な制御回路を使つて説明す
ると、次のようになる。

まず、負荷装置LOADと無効電力補償装置を
含めた受電端の電圧及び電流を各々変成器PT_S及
び変流器CT_Sで検出する。受電端の３相電圧、電
流の検出値を次の無効電力演算回路VARに入力
し、受電端の無効電力Q_Sを求める。具体的には、
３相電圧を電気角90°だけずらし、角相の電圧と
電流を乗じ、３相分加えることにより瞬時の無効
電力Q_Sが求められる。

比較器C₁により、上記無効電力検出値Q_Sと、
その指令値Q_S〓を比較し、偏差ε₁＝Q_S〓−Q_Sを
次の制御補償回路H_Qに入力する。制御補償回路
H_Qは通常積分要素が使われ、上記偏差ε₁の定常
分が零になるように制御している。H_Qの出力I_O
〓は、前記直流電流I_Oの指令値となる。

直流電流I_Oは変流器CT_Oにより検出され、比較
器C₂により、上記電流指令値I_O〓と比較される。
偏差ε₂＝I_O〓−I_Oは、次の制御補償回路G_Oに入力
され、比例増幅された後、位相制御回路PHCに
入力される。

コンバータSSは、位相制御回路PHCの入力電
圧V〓に比例した直流電圧V_Oを発生し、直流電流
I_Oを制御する。

制御補償回路G_Oの増幅率をK_O倍として、直流
電流I_Oの制御動作を説明すると、次のようにな
る。

I_O〓＞I_Oの場合、偏差ε₂＝I_O〓−I_Oは正の値とな
り、位相制御回路PHCの入力電圧v〓＝K_O・ε₂を
増加させる、故に直流電圧V_Oも上記v〓に比例し
て増加し、直流電流I_Oを増大させる。

逆にI_O〓＜I_Oとなつた場合、偏差ε₂は負の値と
なり、v〓すなわち、直流電圧V_Oも負の値となつ
て直流電流I_pを減少させる。

最終的に、I_O〓≒I_pとなつて落ち着き、その時
コンバータSSの直流電圧V_pはほとんど零に近く
なつている。

次に、受電端の無効電力制御の動作説明を行
う。

受電端の基本波力率を１にするには、その無効
電力Q_Sが零になるように制御すればよい。従つ
て、無効電力指令値Q_S〓は通常零に設定される。
無効電力Q_Sの検出値は遅れを正の値として考え
る。

Q_S〓＞Q_Sの場合、偏差ε₁＝Q_S〓−Q_Sは正の値
となり、制御補償回路H_Qを介して、直流電流指
令値I_O〓を増加させる。実電流I_Oは、前に述べた
通り、指令値I_O〓に従つて増加し、コンバータSS
のとる遅れ電流I_SSを増大させる。故に受電端の
遅れ無効電力Q_Sを増大させ、Q_S〓＝Q_Sとなるよ
うに制御される。

逆にQ_S〓＜Q_Sとなつた場合、偏差ε₁は負の値
となり、電流指令値I_O〓を減少させて、コンバー
タSSのとる遅れ無効電流I_SSを減少させる。故に
Q_Sが減少し、やはり、Q_S〓＝Q_Sとなつて落ち着
く。

無効電力Q_Sの変動は、負荷装置LOADによつ
て発生し、それを補償するように、コンバータ
SSの直流電流I_Oが制御される。

〔背景技術の問題点〕

この従来の無効電力補償装置はコンバータSS
が自然転流で動作するため大容量化が容易であ
り、無効電力変動の激しいアーク炉や、各種電力
変換器の受電端に接続され、応答性の良い無効電
力補償を行つている。

しかし、この従来の無効電力補償装置には次の
ような問題点がある。

すなわち、無効電力補償装置を起動するとき、
主電源スイツチSWをまず投入するがそのとき、
進相コンデンサCAPに過大な突入電流が流れ込
み、電源電圧を大きく変動させ、負荷装置ばかり
でなく、同一系統に接続された電気機器に種々の
悪影響を及ぼしていた。さらに、前記主電源スイ
ツチや、電源設備は上記突入電流に耐えるだけの
容量が必要となり、不経済な点が現われてきた。

これを解決する１つの方法として、進相コンデ
ンサに直列リアクトルを接続する方法がとられて
いるが、それでも、上記突入電流は定常電流の３
倍くらいになり、あまり大きな効果は期待できな
いのが現状である。

さらに、別の方法として、進相コンデンサをい
くつかに分割し、スイツチング素子を介して徐々
に投入していく方法が考えられるが、コンデンサ
の容量は、負荷装置に匹敵する種のものであり、
当然上記スイツチング素子のトータル容量もそれ
に見合うものが必要になる。この結果、無効電力
補償装置は高価なものとなり、実用に供し得ない
ものとなつてしまう。

〔本発明の目的〕

本発明は前述の点に鑑みてなされたもので、起
動時に進相コンデンサに突入電流が流れないよう
に制御した無効電力補償装置を提供することを目
的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、交流電源に主電源スイツチを介して
接続された進相コンデンサ及び主電源トランス
と、この主電源トランスを介して縦続接続された
少なくとも２台の交直電力変換器と、当該変換器
の直流側に接続された直流リアクトルと、起動
時、前記直流リアクトルの一部及び前記交直電力
変換器の少なくとも１台を介して前記進相コンデ
ンサに電力を供給する補助電源と、前記進相コン
デンサの電圧が前記交流電源の電圧に一致するよ
うに前記補助電源からの電力を制御する手段を具
備している。

〔発明の実施例〕

第３図は、本発明の無効電力補償装置の実施例
を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、LOAD
は負荷装置、SW₁は主電源スイツチ、CAPは３
相進相コンデンサ、TR₁は主電源トランス、
SS₁，SS₂は交直電力変換器（コンバータ）、L_Oは
中間タツプ付の直流リアクトル、SW₂は補助電源
スイツチ、TR₂は補助電源トランス、Ｄは整流
器、SW₃は開閉器、L_dは直流リアクトルである。

また、制御回路は、受電端の３相交流電流を検
出する変流器CT_S、電源３相交流電圧を検出する
変成器PT_S，PT_C，無効電力演算回路VAR、整
流回路DD、直流電流を検出する交流器CT_O，
CT_d、比較器C₁，C₂，C₃，C₄，加算器A₁，A₂，
制御補償回路H_Q，G_O，G_d，G_V，アナログスイツ
チAS₁，AS₂及び位相制御回路PH₁，PH₂から成
つている。

コンバータSS₁とSS₂は縦続接続されており、
電源トランスTR₁によつて位相角30°だけずらさ
れている。すなわち、コンバータの制御パルス数
を増加させ、直流電流I_Oの脈動を減少させるもの
で、従来から常用されている手段である。

以下、本発明装置の起動法を説明する。

起動時、制御回路のアナログスイツチAS₁は開
放し、AS₂を閉じる。また、主回路の補助電源ス
イツチSW₂及び開閉器SW₃を投入する。このとき
主電源スイツチSW₁はまだ開放しておく。

コンバータSS₁及びSS₂のゲートしや断を解除
し、起動運転に入る。

補助電源スイツチSW₂を投入することにより、
補助電源トランスTR₂の２次巻線に３相交流電圧
が発生し、それを整流器Ｄで整流することにより
直流電圧V_dが得られる。

第４図は上記補助電源スイツチSW₂を投入した
時の等価回路を示したもので、直流電流I_dは、電
圧源V_d→コンバータSS₁→進相コンデンサCAP→
コンバータSS₁→直流リアクトルL_d→電圧源V_dの
経路に流れる。

コンバータSS₁及びSS₂の位相制御回路PH₁，
PH₂の位相基準信号（３相単位正弦波）は通常の
運転と同じく電源電圧に同期した３相単位正弦波
を用いる。従つて、コンバータSS₁，SS₂の点弧
信号は電源電圧位相に同期して与えられる。

コンバータSS₁の構成素子（サイリスタ）S₁と
S₅が点弧された場合、進相コンデンサCAPの電
圧極性は図示のようになる。従つて、次にサイリ
スタS₆を点弧した場合、端子Ｓ−Ｔ間の電圧V_ST
＞０によつて、サイリスタS₅からS₆に転流する。
すなわち、起動時、進相コンデンサCAPはコン
バータSS₁の転流用コンデンサの役目をはたして
いる。

第５図は、コンバータSS₁の構成素子（サイリ
スタ）S₁〜S₆の点弧信号と、進相コンデンサの電
圧V_R-Sの関係を示したものである。進相コンデ
ンサの容量が大きいため実際には破線のように変
化し、電圧波形は正弦波に近いものとなる。

進相コンデンサCAP自体の損失は小さいので、
その最大値が前記直流電源の電圧値V_dまで充電
されると、直流電流I_dは流れなくなる。しかし、
後で説明するように、コンバータSS₁とSS₂の間
には、直流リアクトルL_Oを介して直流電流I_Oが流
れ続け、両コンバータの転流は順次行われ、進相
コンデンサ電圧は転流周期に同期して正弦波状に
変化する。

第５図の進相コンデンサ電圧V_R-Sに対するコ
ンバータSS₁の点弧位相角α₁はα₁＝180°となつて
いる。ただし破線のかうに充電時間を考慮する
と、α₁＜180°となる。

進相コンデンサCAPを３相交流電圧源と考え
た場合、コンバータSS₁の直流側電圧V₁は V₁＝k_V・V_C・cosα₁ k_V：変換定数、V_C：コンデンサ電圧となる。ここで、コンバータSS₂も点弧し、その
点弧位相角α₂と上記コンバータSS₁の点弧位相角
α₁との関係を、α₂＝180°−α₁に保つことにより、
コンバータSS₂の直流電圧V₂として、 V₂＝k_V・V_C・cosα₂＝−V₁ が発生する。

最初α₁≒180°，α₂≒0°であるから、V₁は負の
値、V₂は正の値となり、その平均値（V₂−
V₁）／２が前述の直流電圧源V_dに対する対向電
圧となる。

進相コンデンサの電圧V_Cを上昇させるために
は、直流電圧V_dよりコンバータSS₁，SS₂の出力
電圧の平均値（V₂−V₁）／２の値を小さくし、
直流電流I_dを流し込めばよい。すなわち、コンバ
ータSS₁の点弧位相角α₁を進ませ、最初の180°の
値から90°の方向にもつて行くことにより、V_d＜
（V₂−V₁）／２となり、直流電流I_dが増加する。
なお、当然のことながら、このときコンバータ
SS₂の点弧位相角α₂は、α₂＝180°−α₁の関係を保
つているので、0°から90°の方向に遅らせられる。

直流電流I_dが流れ込んだことにより、そのエネ
ルギーは進相コンデンサCAPに（1/2）・Ｃ・V_C ²
となつて蓄積され、電圧V_Cを上昇させることが
できる。最終的にI_d＝０（回路損失がないと仮定
した場合）となり、V_d＝（V₂−V₁）／２となる
ような新しい点弧位相角α₁，α₂となる。

例えば、α₁＝100°，α₂＝180°−α₁＝80°でつり
合
つた場合、進相コンデンサの電圧V_cは、 V_C＝−V_d／k_V・cosα₁＝5.76・V_d／k_V となる。すなわち、補助電源の電圧V_dは必ずし
も高くする必要はなく、しかも直流電流I_dは回路
損失分にいくらか、加えた程度で足りる。

第３図にもどつて、起動時のコンバータSS₁と
SS₂の間に流れる直流電流I_Oについて説明する。

起動時の直流電流I_pは次の平衡条件を満足する
ように自動的に調整される。

すなわち、主電源トランスTR₁の１次側線路か
ら見た場合、コンバータSS₁，SS₂は常に遅れ無
効電力をとり、進相コンデンサCAPは常に進み
無効電力をとる。この進み無効電力と遅れ無効電
力がちようど等しくなるように前記直流電流I_Oが
流れる。以下、その原理を説明する。

主電源トランスTR₁の１次側線路から見た場
合、コンバータSS₁及びSS₂は可変のインダクタ
ンスL_SSに置き換えられ、進相コンデンサの容量
C_CAPとともに発振回路を形成する。この発振回路
の周波数_Cは次式のように表わされる。

ここで、上記発振周波数_Cは第５図でも説明し
たように、コンバータSS₁，SS₂の点弧周波数に
よつて一意的に決定される。従つて、上記発振周
波数_Cとなるように上記等価インダクタンスL_SS
が決定され、直流電流I_Oが自動的に調整される。

第６図は進相コンデンサCAPの相電圧e_R，e_S，
e_TとコンバータSS₁，SS₂の点弧信号（Ｒ相）の
関係を示したものである。コンバータSS₁の各相
電圧e_R1，e_S1，e_T1は上記コンデンサの相電圧e_R，
e_S，e_Tに一致する。それに対し、コンバータSS₂
の各相電圧e_R2，e_S2，e_T2は30°だけ遅れている。電
源トランスTR₁によつて位相をずらしたことによ
る。

コンバータSS₁の点弧位相角α₁＝0°の点は電圧
e_R1とe_T1が正の値で交差する点である。また、コ
ンバータSS₂の点弧位相角α₂＝0°の点は、電圧e_R2
とe_T2が正の値で交差する点である。

コンバータSS₁の点弧位相角α₁及びコンバータ
SS₂の点弧位相角α₂＝180°−α₁は、前にも述べた
ように、電源電圧に同期した３相単位正弦波
（e_R1，e_S1，e_T1又はe_R2，e_S2，e_T2）を基準として決
定される。この電源電圧の周波数_Sに対し、実際
の進相コンデンサCAPの電圧がe′_R1，e′_R2のよう
にずれて、_S＞_Cとなつた場合を説明する。

点弧信号GR₁，GR₂は実線の基準電圧e_R1及び
e_R2に対してα₁，α₂＝180°−α₁になるように与え
られているので、破線の実電圧e′_R1，e′_R2に対し
ては両者ともΔαだけ進んだ信号として動作する。
すなわちα₁＝α′₁−Δα，α′₂＝α₂−Δαとなり、
こ
の結果、コンバータSS₁の出力電圧V₁は負の値で
小さくなり、逆にコンバータSS₂の出力電圧V₂は
正の値で大きくなる。直流リアクトルL_Oには、
これらの出力電圧の和V₁＋V₂＞０が印加され、
直流電流I_pを増加させる。これにより、主電源ト
ランスTR₁の１次側から見たコンバータSS₁，
SS₂の遅れ無効電力が増加する。進相コンデンサ
電圧V_cの大きさは変らないとすれば、前述の等
価インダクタンスL_SSは減少したことになり、発
振周波数_Cは低くなる。

逆に_S＞_Cとなつた場合、直流リアクトルL_Oに
印加される電圧V₁＋V₂は負の値となり、直流電
流I_Oが減少し、L_SSが大きくなり、_Cは高くなる。
最終的に_C＝_Sとなるように直流電流I_Oが自動的
に調整される。その時の直流リアクトルL_Oに印
加される電圧V₁＋V₂は零で、もちろん点弧位相
角はα₂＝180°−α₁を満足する。

以上のようにして、進相コンデンサCAPの電
圧V_Cの周波数及び位相は、電源電圧V_Sの周波数
及び位相に一致させられる。

次に、進相コンデンサCAPの電圧振幅値V_Cの
制御動作を説明する。

第３図において、進相コンデンサCAPの端子
電圧を変成器PT_Cで検出し、それを整流回路DD
で整流して電圧振幅値V_Cを検出する。

比較器C₃によつて上記電圧検出値V_Cとその指
令値V_C〓を比較し、偏差ε₃＝V_C〓−V_cを次の制
御補償回路G_Vに入力する。

制御補償回路G_Vは通常積分要素で構成され、
前記偏差ε₃の定常分が零になるように制御してい
る。制御補償回路G_Vの出力I_d〓は直流電流I_dの指
令値となる。

比較器C₄によつて、直流電流の検出値I_dとその
指令値I_d〓を比較し、偏差ε₄＝I_d〓−I_dを次の制
御補償回路G_dに入力する。制御補償回路G_dは簡
単のため増幅率K_dの比例要素を考える。故に加
算器A₁及びA₂を介した位相制御入力電圧は、 v〓₁＝K_d・ε₄ v〓₂＝−K_d・ε₄ となる。

従つて、I〓_d＞I_dの場合、偏差ε₄は正の値とな
り、コンバータSS₁の出力電圧V₁は上記位相制御
入力電圧v〓₁＞０に比例して、第３図の矢印の向
きに発生する。また、コンバータSS₂の出力電圧
V₂は上記位相制御入力電圧v〓₂＜０に比例して、
矢印の向きと反対方向に発生する。その結果、直
流電流I_dが増加し、最終的にI_d＝I〓_dとなるように
制御される。

逆にI〓_d＜I_dとなつた場合、偏差ε₄は負の値と
なり、V₁は矢印と反対方向に、またV₂は矢印の
向きに増加し、（V₂−V₁）／２＞V_dとなり、直
流電流I_dを減少させる。最終的にI_d＝I〓_dとなつて
落ち着く。

上記直流電流I_dの制御に伴ない、コンバータ
SS₁及びSS₂の出力電圧が変化するが、直流リア
クトルL_pに印加される電圧V₁＋V₂は変化せず、
別の直流電流I_Oは影響を受けない。

進相コンデンサCAPの端子電圧V_Cは、指令値
V_C〓に応じて制御される。

V_C〓＞V_Cの場合、偏差ε₃＝V_C〓−V_Cは正の値
となり、制御補償回路G_Vを介して前記直流電流
の指令値I〓_dを増加させる。直流電流I_dは指令値
I〓_dに応じて増加し、その結果、有効電力が電源
BUS→補助電源スイツチSW₂→補助電源トラン
スTR₂→整流器Ｄ→直流リアクトルL_d→コンバ
ータSS₁→主電源トランスTR₁→進相コンデンサ
CAPの経路で供給され、そのエネルギーは進相
コンデンサCAPに蓄積されていく。従つて、進
相コンデンサCAPの端子電圧V_Cが上昇し、最終
的にV_C＝V_C〓となつて落ち着く。

同様にV_C〓＜V_Cとなつた場合、ε₃＜０となり、
直流電流I_d＝I_d〓を減少させる。回路には積々の
損失があり、その損失分をおぎなうために通常、
いくらかの直流電流I_dpが必要となる。この直流
電流I_dpより小さくすると、進相コンデンサCAP
のエネルギーが放出されて端子電圧V_Cは低下し
てくる。やはり、最終的にV_C＝V_C〓となつて落
ち着く。

整流器Ｄの代りにサイリスタコンバータを用い
れば、直流電流I_dを減少させるとき、補助電源側
に電力回生することができ、より速く、V_C＝V_C
〓の制御が可能となる。

進相コンデンサCAPの端子電圧の指令値V_C〓
を電源電圧V_Sと一致するように設定すれば、V_C
＝V_Sとなり、しかもその周波数及び位相も完全
に一致している。

この状態で、主電源スイツチSW₁を投入し、ア
ナログスイツチAS₁をオンする。

主電源スイツチSW₁を投入しても電源電圧V_S
と進相コンデンサ電圧V_Cは、その大きさ及び位
相が一致しているため突入電流はほとんど流れな
い。

アナログスイツチAS₁をオンしたことにより、
受電端の無効電力Q_Sの制御が開始され、それに
応じて直流電流I_pは制御されるようになる。その
制御動作は第１図の装置で説明したので省略す
る。

次に、直流電流指令値I_d〓を零に設定し、I_d＝
０にした後、開閉器SW₃を開放する。補助電源ス
イツチSW₂は投入したままでもよいが、損失の軽
減を図る意味から、これも開放しておく。

その後、制御回路のアナログスイツチAS₂をオ
フし、これで通常の無効電力補償装置としての運
転に入つたわけである。

以上は、コンバータが２台の場合で説明した
が、コンバータの数が４台、６台、８台となつて
も同様にできることは言うまでもない。また、コ
ンバータの数が３台の場合、１台は起動時だけ環
流モードにしておき、他の２台で同様に起動する
ことができる。５台、７台となつても同じであ
る。要するに、２台以上のコンバータがあれば、
補助電源からの直流電流I_dの制御と、進相コンデ
ンサの周波数及び位相を決定する別の直流電流I_p
の調整が可能となり、進相コンデンサの電圧波高
値及び位相を電源電圧に一致させることができ、
主電源スイツチを投入しても突入電流が流れない
起動が達成される。

〔本発明の効果〕

以上のように、本発明の無効電力補償装置によ
れば、従来、主電源スイツチの投入時に、発生し
た進相コンデンサへの突入電流がなくなり、きわ
めて滑らかな起動が可能となる。故に起動時に電
源電圧を大きく変動させることもなくなり、負荷
装置や他の電気機器への悪影響を及ぼさずに運転
することができる。また、突入電流に相当する電
源設備の容量は不要となり、きわめて経済的なシ
ステムを提供することができる。

また、起動装置としての補助電源装置は、その
容量として無効電力補償装置の回路損失分にいく
らか加えた程度を用意すればよく、上記効果をも
つてすれば、余りあるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の無効電力補償装置の構成図、第
２図は第１図の受電端の電圧電流ベクトル図、第
３図は本発明の無効電力補償装置の実施例を示す
構成図、第４図は第３図の動作説明を行うための
部分等価回路図、第５図は第４図の動作モードを
示すタイムチヤート図、第６図は第３図の動作説
明を行うためのタイムチヤート図である。 BUS……３相交流電源の電線路、LOAD……
負荷装置、SW₁……主電源スイツチ、TR₁……主
電源トランス、SS₁，SS₂……交直電力変換器
（コンバータ）、L_O……直流リアクトル、SW₂…
…補助電源スイツチ、TR₂……補助電源トラン
ス、Ｄ……整流器、L_d……直流リアクトル、
SW₃……開閉器、CT_S，CT_O，CT_d……変流器、
PT_S，PT_C……変成器、VAR……無効電力演算
回路、DD……整流回路、C₁，C₂，C₃，C₄……比
較器、A₁，A₂……加算器、H_Q，G_O，G_V，G_d…
…制御補償回路、AS₁，AS₂……アナログスイツ
チ、PH₁，PH₂……位相制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電源に主電源スイツチを介して接続され
た進相コンデンサ及び主電源トランスと、この主
電源トランスを介して縦続接続された少なくとも
２台の交直電力変換器と、当該変換器の直流側に
接続された直流リアクトルと、起動時、前記直流
リアクトルの一部及び前記交直電力変換器の少な
くとも１台を介して前記進相コンデンサに電力を
供給する補助電源と、前記進相コンデンサの電圧
が前記交流電源の電圧に一致するように前記補助
電源からの電力を制御する手段を具備した無効電
力補償装置。