JPH0443288B2

JPH0443288B2 -

Info

Publication number: JPH0443288B2
Application number: JP58067757A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-04-19
Filing date: 1983-04-19
Publication date: 1992-07-16
Also published as: JPS59194636A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］本発明は負荷に可変電圧可変周波数の交流電力
を供給し、かつ受電端の無効電力を任意の値に制
御できるようにした無効電力制御形サイクロコン
バータの起動方法に関する。

［発明の技術的背景］第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータの構成図を示すものである。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、MSは主
電源スイツチ、CAPは進相コンデンサ、TRは電
源トランス、CCは循環電流式サイクロコンバー
タ本体、LOADは負荷である。

サイクロコンバータ本体CCは正群コンバータ
SSPと負群コンバータSSN及び直流リアクトル
L₀₁，L₀₂から構成されている。

制御回路としては、受電端の３相電圧、電流を
検出するための変成器PT_S、変流器CT_S、無効電
力演算回路VAR、コンバータの出力電流を検出
するための変流器CT_P，CT_N，CT_L、及び比較器
C₁，C₂，C₃、加算器A₁，A₂、制御補償回路G_L，
G_O，G_Q、反転増幅器OA、位相制御回路PH−Ｐ，
PH−Ｎが用意されている。

まず、負荷電流I_Lは次のように制御される。

比較器C₁によつて負荷電流検出値I_Lとその指命
値I_L〓を比較し、その偏差ε₁＝I_L〓−I_Lを次の制
御補償回路G_Lに入力する。制御補償回路G_Lは制
御系の安定化あるいは応答性を考慮して設計され
るが、ここでは簡単のため比例要素（増幅率K₁
倍）だけとして説明する。故に上記偏差ε₁はK₁
倍され、１つは加算器A₁を介して正群コンバー
タの位相制御回路PH−Ｐに入力され、もう１つ
は反転増幅器（増幅率１倍）OAで反転し、加算
器A₂を介して負群コンバータの位相制御回路PH
−Ｎに入力される。

ここで、循環電流制御系の制御補償回路G_Oか
らの出力信号が十分小さいものと考えると、正群
コンバータSSPの点弧位相角α_Pに対し、負群コン
バータSSNの点弧位相角α_Nはα_N＝180°−α_Pとな
つて両コンバータの出力電圧V_P及びV_Nは次式の
ようになる。ただし、V_Sは電源電圧、k_Vは変換
定数とする。

V_P＝k_V・V_S・cosα_P ……(1) V_N＝−k_V・V_S・cosα_N ＝−k_V・V_S・cos（180°−α_P）＝V_P ……(2) すなわち、両コンバータの出力電圧V_P及びV_N
は一致し、直流リアクトルL₀₁，L₀₂に印加される
電圧V_P−V_Nは零になる（実際には出力電圧のリ
ツプル分だけ印加されるが説明を簡単にするため
当該リツプル分を無視する）ので、循環電流I_Oは
ほとんど流れない。

負荷端子には上記出力電圧V_P及びV_Nの平均値
（V_P＋V_N）／２が印加され、当該平均値を制御す
ることにより負荷電流I_Lを制御している。

I_L〓＞I_Lとなつた場合、偏差ε₁は正の値となり、
K₁倍されて位相制御回路PH−ＰにはK₁・ε₁が入
力され、位相制御回路PH−Ｎには−K₁・ε₁が入
力される。その結果、コンバータの出力電圧V_P，
V_Nは図の矢印の方向に増加し、その平均値（V_P
＋V_N）／２を増加させる。故に負荷電流I_Lは矢
印の向きに増加してI_L＝I_L〓となるように制御さ
れる。

逆にI_L〓＜I_Lとなつた場合も同様に制御され、
負荷電流I_Lは常にその指令値I_L〓に一致するよう
に制御される。

負荷電流指令値I_L〓を正弦波状に変化させれば
それに追従して実負荷電流I_Lも正弦波電流とな
る。

次に循環電流I_Oの制御動作を説明する。

循環電流I_Oは正群コンバータ出力電流I_P、負群
コンバータ出力電流I_N及び負荷電流I_Lの検出値か
ら次の演算を行うことにより求めることができ
る。

I_O＝（I_P＋I_N−｜I_L｜）／２ ……(3) ただし、｜I_L｜はI_Lの絶対値とする。

比較器C₃によつて、上記循環電流検出値I_Oと、
その指令値I_O〓を比較し、その偏差ε₃＝I_O〓−I_O
を次の制御補償回路G_O（簡単のため増幅率K₂倍の
比例要素とする）に入力する。当該制御補償回路
G_Oの出力信号K₂・ε₃を前記加算器A₁及びA₂に入
力する。その結果、前記位相制御回路PH−Ｐ及
びPH−Ｎの入力v〓_P，v〓_Nは次式のようになる。

v〓_P＝K₁・ε₁＋K₂・ε₃ ……(4) v〓_N＝K₁・ε₁＋K₂・ε₃ ……(5) 従つて、上記K₂・ε₃の分だけ、両コンバータ
の出力電圧のバランスがくずれ、V_P≠V_Nとなる。

I_O〓＞I_Oの場合、偏差ε₃＝I_O〓−I_Oは正の値とな
つてV_P＞V_Nとなる。故に、直流リアクトルL₀₁，
L₀₂に当該差電圧V_P−V_Nが印加され、循環電流I_O
を増加させる。

逆にI_O〓＜I_Oとなつた場合、ε₃が負の値となつ
て、V_P＜V_Nとなり、循環電流I_Oを減少させる。
最終的にI_O＝I_O〓となつて落ち着く。

この循環電流制御に伴い両コンバータの出力電
圧V_P及びV_Nが変化するが、負荷に印加される電
圧（V_P＋V_N）／２は影響を受けず、負荷電流制
御は前述の如く行われる。

最後にサイクロコンバータの受電端の無効電力
制御について説明する。

受電端には一定ん進み無効電力をとる進相コン
デンサCAPが接続され、サイクロコンバータCC
がとる遅れ無効電力が上記進み無効電力と等しく
なるように制御すれば、入力基本波力率は常に１
に保持され、電源から有効電力のみを供給するこ
とになる。

まず、受電端の電圧、電流を変成器PT_S及び変
流器CT_Sによつて検出し、無効電力演算回路
VARによつて受電端の無効電力Ｑを求める。

比較器C₂によつて、上記無効電力検出値Q〓
と、その指令値Q〓を比較し、その偏差ε₂＝Q〓^-
Ｑを次の制御補償回路H_Qに入力する。当該制御
補償回路H_Qは通常積分要素が使われ、上記偏差
ε₂の定常分が零になるように制御している。

制御補償回路H_Qの出I_O〓は前述の循環電流の
指令値となる。サイクロコンバータCCの循環流
I_Oは電源側から見た場合、有効電力分には影響せ
ずに常に遅れの無効電力となつて現われる。故に
当該循環電流I_Oを制御することにより受電端の無
効電力Ｑを制御することができる。

通常、受電端の無効電力指令値Q〓は零に設定
されるが、場合によつては進みあるいは遅れ力率
になるように設定することもある。なお、ここで
は無効電力検出値Ｑは遅れを正の値として説明す
る。

Q〓＞Ｑの場合、偏差ε₂＝Q〓−Ｑは正の値と
なり、制御補償回路H_Qを介して循環電流の指令
値I_O〓を増加させる。循環電流I_Oはその指令値I_O
〓に一致するように制御されるので、サイクロコ
ンバータCCがとる遅れ無効電力が増加し、受電
端の遅れ無効電力Ｑを増加させる。

逆にQ〓＜Ｑとなつた場合、偏差ε₂は負の値と
なつて循環電流I_O＝I_O〓を減少させサイクロコン
バータCCがとる遅れ無効電力を減らす。最終的
にＱ＝Q〓となつて落ち着く。

当該指令値Q〓を零に設定すれば、Ｑ＝０とな
つて、受電端の基本波力率を常に１に保つことが
できる。

［背景技術の問題点］以上のように従来の無効電力制御形サイクロコ
ンバータは、受電端の基本波力率を常に１に保つ
た状態で、負荷に可変電圧可変周波数の交流電力
を供給することができるが、起動時に１つの大き
な問題点がある。

すなわちサイクロコンバータの受電端には進相
コンデンサCAPが接続されているが、その容量
はサイクロコンバータの入力KVA容量と同等の
ものが必要であり、主電源スイツチMSを投入し
た時、過大な電流が流れ込む問題点がある。

通常進相コンデンサCAPには上記突入電流を
抑制するために直列リアクトルを挿入している
が、それでも定常電流（進み電流）の３倍程度の
突入電流はさけられないのが現状である。

当該突入電流は電源の電線路BUSの電圧変動
をもたらし、同一系統に接続された他の電気機器
に種々の悪影響を与える。また、主電源スイツチ
MSは大容量のものが必要となり、装置が高価に
なる欠点があつた。

［発明の目的］本発明は以上に鑑みてなされたもので、無効電
力制御形サイクロコンバータの起動時に進相コン
デンサに突入電流が流れないように制御した無効
電力制御形サイクロコンバータの起動方式を提供
することを目的としている。

［発明の概要］本発明は、起動時サイクロコンバータの入力電
源スイツチを開路しておき、サイクロコンバータ
の出力側から電力を供給し、進相コンデンサの電
圧の大きさ及び位相が入力電源電圧の大きさ及び
位相に一致するように供給電力及びサイクロコン
バータの循環電流を制御し、しかる後に入力電源
スイツチを閉路して通常運転に移るようにしたも
のである。

［発明の実施例］第２図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータの実施例の構成図を示すものである。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、MSは主
電源スイツチ、CAPは進相コンデンサ、TR₁は
主電源トランス、CCは循環電流式サイクロコン
バータ主体、LOADは負荷である。またSW₁は
補助電源スイツチ、TR₂は補助電源トランス、Ｄ
は整流回路、L_dは直流リアクトル、SW₂は切換
えスイツチである。

循環電流式サイクロコンバータ本体CCは、正
群コンバータSSP、負群コンバータSSN及び直
流リアクトルL₀₁，L₀₂から構成されている。

また制御回路として、受電側の電圧及び電流を
検出する変成器PT_S、変流器CT_S、無効電力演算
回路VAR、コンバータの出力側の電流を検出す
る変流器CT_P，CT_N，CT_L，CT_d、比較器C₁，
C₂，C₃，C₄，C₅、制御補償回路G_L，H_Q，G_O，
G_V，G_d、加算器A₁，A₂、反転増幅器OA，アナ
ログスイツチAS₁，AS₂、位相制御回路PH−Ｐ，
PH−Ｎが用意されている。

負荷電流制御、循環電流制御及び無効電力制御
の動作は第１図の従来装置と同様なので説明は省
略する。

以下、本発明装置の起動法を説明する。

起動時、制御回路のアナログスイツチAS₁は開
放し、AS₂はａ側に接続する。また主回路の切換
えスイツチSW₂はａ側に投入し、補助電源スイツ
チSW₁を投入する。このとき主電源スイツチMS
はまだ開放しておく。

サイクロコンバータCCのゲートしや断を解放
し、起動運転に入る。

コンバータSSP及びSSNの位相制御回路PH−
Ｐ，PH−Ｎの位相基準信号（３相単位正弦波）
は通常の運転と同じく電源電圧に同期した３相単
位正弦波を用いる。従つてコンバータSSP，
SSNの点弧信号は電源電圧位相に同期して与え
られる。

補助電源スイツチSW₁を投入することにより整
流回路Ｄの出力端子に直流電圧V_dが発生する。

第３図は、上記補助電源スイツチSW₁を投入し
た時の等価回路を示したもので、直流電流I_dは、
電圧源V_d→直流リアクトルL_d→負群コンバータ
SSN→進相コンデンサCAP→負群コンバータ
SSN→電圧源V_dの経路に流れる。

負群コンバータSSNの構成素子（サイリスタ）
S₁とS₅が点弧された場合、進相コンデンサCAP
の電圧極性は図示のようになる。故に次にサイリ
スタS₆を点弧した場合、端子Ｓ−Ｔ間の電圧V_ST
＜０によつて、サイリスタS₅からS₆に転流する。
すなわち、起動時進相コンデンサCAPは負群コ
ンバータSSNの転流用コンデンサの役目をはた
している。

第４図は、負群コンバータSSNの構成素子
（サイリスタ）S₁〜S₆の点弧信号と、進相コンデ
ンサの電圧V_R-Sの関係を示したものである。進
相コンデンサCAPの容量が大きいため、実際に
は破線のように変化し、電圧波形は正弦波に近い
ものとなる。

進相コンデンサCAP自体の損失は小さいので、
その最大値が前記直流電源の電圧値V_dまで充電
されると、直流電流I_dは流れなくなる。しかし、
後で説明するように正群コンバータSSPと負群コ
ンバータSSNの間には循環電流I_Oが流れ続け、両
コンバータの転流は順次行われ、進相コンデンサ
電圧は当該転流周期に同期して正弦波状に変化す
る。

第４図の進相コンデンサV_R-Sに対する負群コ
ンバータSSNの点弧位相α_Nはα_N＝180°となつて
いる。ただし破線のように充電時間を考慮すると
α_N＜180°となる。

当該進相コンデンサCAPを３相交流電圧源と
考えた場合、負群コンバータSSNの直流側電圧
V_Nは従来装置でも説明したように V_N＝−k_V・V_C・cos〓_N ……(6) V_C：コンデンサ電圧となる。ここで、正群コンバータSSPも点弧し、
その点弧位相角α_Pと、上記負群コンバータSSN
の点弧位相角α_Nとの関係を、α_N＝180°−α_Pに保つ
ことにより、当該正群コンバータSSPの直流電圧
V_Pとして V_P＝k_V・V_C・cos〓_P＝V_N ……(7) が発生する。

進相コンデンサの電圧V_Cを上昇させるために
は、直流電圧V_dより、サイクロコンバータCCの
出力電圧（V_P＋V_N）／２を小さくし、直流電流
I_dを流し込めばよい。すなわち負群コンバータ
SSNの点弧位相角α_N＝180°−α_Pを進ませ、最初の
180°の値から90°の方向にもつて行くことにより
V_d＞（V_P＋V_N）／２となり、直流電流I_dが増加す
る。なお、当然のことながら、このとき正群コン
バータSSPの点弧位相角α_Pは、α_P＝180°−α_Nの関
係を保つているので、0°から90°の方向に遅らせ
られる。

直流電流I_dが流れ込んだことにより、そのエネ
ルギー進相コンデンサCAPに（1/2）・Ｃ・V_C ²と
なつて蓄積され、当該電圧V_Cを上昇させること
ができる。最終的にI_d＝０（回路損失がないと仮
定した場合）となり V_d＝（V_P＋V_N）／２ ……(8) となるような新しい点弧位相角α_P，α_Nとなる。

例えばα_P＝80°，α_N＝180°−α_P＝100°でつり合
つ
た場合、進相コンデンサの電圧V_Cは V_CV_d／k_V・cos〓_P ＝5.76・V_d／k_V ……(9) となる。すなわち、補助電源の電圧V_dは必ずし
も高くする必要はなく、しかも当該直流電流I_dは
回路損失分にいくらか加えた程度で足りる。

第２図にもどつて起動時のサイクロコンバータ
の循環電流について説明する。

起動時のサイクロコンバータCCの循環電流は
次の平衡条件を満足するように自動的に調整され
る。すなわち、主電源トランスTR₁の１次側線路
から見たサイクロコンバータCCは常に遅れ無効
電力をとり進相コンデンサCAPは常に進み無効
電力をとる。この進み無効電力と遅れ無効電力が
ちょうど等しくなるようにサイクロコンバータ
CCの循環電流が流れる。

主電源トランスTR₁の１次側線路から見た場
合、サイクロコンバータは可変のインダクタンス
L_CCに置き換えられ、進相コンデンサCAPの容量
C_capとともに発振回路を形成する。当該発振回路
の周波数_Cは次式のように表わされる。

ここで、上記発振周波数_Cは第４図でも説明し
たように、サイクロコンバータCCの点弧周波数
によつて一意的に決定される。従つて、逆に上記
発振周波数_Cになるように、サイクロコンバータ
CCの等価インダクタンスL_CCが決定され、循環電
流I_Oが自動的に調整される。

第５図は進相コンデンサCAPの相電圧e_R，e_S，
e_Tと、正群コンバータSSPの点弧信号（Ｒ相）
GR_P及び負群コンバータSSNの点弧信号（Ｒ相）
GR_Nの関係を示したものである。正群コンバータ
の点弧位相α_P及び負群コンバータの点弧位相α_N
＝180°−α_Pは前にも述べたように、電源電圧に周
期した３相単位正弦波を基準として決定される。
この電源電圧の周波数_C〓に対し、実際の進相コ
ンデンサCAPの電圧がe′_Rのようにずれて、_C〓
＞_Cとなつた場合を説明する。点弧信号GR_P，
GR_Nは実線の基準電圧e_Rに対してα_P，α_N＝180°−
α_Pになるように与えられているので、破線の実電
圧e′_Rに対しては両者ともΔαだけ進んだ信号とし
て動作する。すなわち、α′_P＝α_P−Δα，α′_N＝α_N
−Δαとなり、この結果、正群コンバータSSPの
出力電圧V_Pは高くなり、負群コンバータSSNの
出力電圧V_Nは低くなる。故に、V_P＞V_Nとなつて
循環電流I_Oを増加させる。これにより主電源トラ
ンスTR₁の１次側から見たサイクロコンバータ
CCの遅れ無効電力が増加する。進相コンデンサ
電圧V_Cの大きさは変らないとすれば、前述の等
価インダクタンスL_CCは減少したことになり、発
振周波数_Cは低くなる。

逆に、_C〓＞_Cとなつた場合、循環電流I_Oが減
少して、L_CCが大きくなり、_Cは高くなる。

最終的に_C＝_C〓となるように循環電流I_Oが自
動的に調整される。

すなわち、進相コンデンサCAPの電圧は、サ
イクロコンバータCCの位相制御回路PH−Ｐ，
PH−Ｎに与えられる３相単位正弦波の基準信号
にその周波数及び位相が一致させられる。

次に、当該進相コンデンサCAPの電圧振幅値
V_Cの制御動作を説明する。

第２図において、進相コンデンサCAPの端子
電圧を変成器PT_Sで検出し、それを整流して電圧
振幅値V_Cを検出する。

比較器C₄によつて、上記電圧検出値V_Cとその
指令値V_C〓を比較し、偏差ε₄＝V_C〓−V_Cを次の
制御補償回路G_Vに入力する。

制御補償回路G_Vは通常積分要素で構成され、
前記偏差ε₄の定常分が零になるように制御してい
る。当該制御補償回路G_Vの出力I_d〓は直流電流I_d
の指令値となる。

比較器C₅によつて直流電流の検出値I_dとその指
令値I_d〓を比較し、偏差ε₅＝I_d〓−I_dを次の制御
補償回路G_dに入力する。制御補償回路G_dは反転
比例要素で構成され、上記偏差ε₅を−K₃倍する。
故に位相制御回路PH−ＰにはV〓_P＝−K₃・ε₅が
入力され、またPH−ＮにはV〓_N＝＋K₃・ε₅が入
力される。従つて、I_d〓＞I_dの場合、偏差ε₅は正
の値となり、正群コンバータの出力電圧V_P及び
負群コンバータの出力電圧V_Nは第２図の矢印の
方向と反対向きに発生する。その結果、直流電流
I_dが増加し、最終的にI_d＝I_d〓となるように制御
される。逆に、I_d〓＜I_dとなつた場合、偏差ε₅は
負の値となり、出力電圧V_P及びV_Nを矢印の方向
に増加させて、（V_P＋V_N）／２＞V_dとなり、直
流電流I_dを減少させる。最終的にI_d＝I_d〓となつ
て落ち着く。

進相コンデンサの端子電圧V_Cは当該指令値V_C
〓に応じて制御される。

V_C〓＞V_Cの場合、偏差ε₄＝V_C〓−V_Cは正の値
となり、制御補償回路G_Vを介して前記直流電流
の指令値I_d〓を増加させる。直流電流I_dは当該指
令値I_d〓に応じて増加し、その結果有効電力が電
源BUS→補助電源スイツチSW₁→補助電源トラ
ンスTR₂→整流回路Ｄ→直流リアクトル→サイク
ロコンバータCC→主電源トランスTR₁→進相コ
ンデンサCAPの経路で供給され、そのエネルギ
ーは進相コンデンサCAPに蓄積されていく。故
に、進相コンデンサCAPの端子電圧V_Cが上昇し、
最終的にV_C＝V_C〓となつて落ち着く。

同様にV_C〓＜V_Cとなつた場合ε₄＜０となり、
直流電流I_d＝I_d〓を減少させる。回路には種々の
損失があり、その損失分をおぎなうために、通
常、いくらかの直流電流I_dOが流れている。この
直流電流値I_dOより小さくすると進相コンデンサ
CAPのエネルギーが放出されて、端子電圧V_Cは
低下してくる。やはり、最終的にV_C＝V_C〓とな
つて落ち着く。

整流回路Ｄの代りにサイリスタコンバータを用
いれば直流電流I_dを減少させるとき、電力回生を
行うことができ、より速くV_C＝V_C〓の制御が可
能となる。

当該進相コンデンサCAPの端子電圧の指令値
V_C〓を電源電圧V_Sと一致するように設定すれば、
V_C＝V_Sとなり、しかもその周波数及び位相も完
全に一致している。

この状態で、主電源スイツチMSを投入し、ア
ナログスイツチAS₁をオンする。

主電源スイツチMSを投入しても電源電圧V_Sと
進相コンデンサ電圧V_Cはその大きさ、周波数及
び位相が一致しているため、突入電流はほとんど
流れない。また、もともと進相コンデンサCAP
の進み無効電力とサイクロコンバータCCの遅れ
無効電力とは等しくつり合つているので、主電源
スイツチMS投入時の受電端の基本波力率は１に
なつている。故にアナログスイツチAS₁をオンし
ても、無効電力指令値Q〓を零にしている限り、
循環電流I_Oが大きく変化することはない。

次に、直流電流指令値I_d〓を零に設定し、負荷
側の切換えスイツチSW₂をｂ側に接続し、その後
でアナログスイツチAS₂をｂ側につなぐ。このと
き、負荷電流指令値I_L〓も零にしておくことは言
うまでもない。

これで、通常の運転に入つたわけである。

負荷電流I_Lの制御、循環電流I_Oの制御及び受電
端の無効電力Ｑの制御は第１図の装置で詳しく述
べたので省略する。

第６図は本発明の別の実施例を示す無効電力制
御形サイクロコンバータの構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、MSは主
電源スイツチ、CAPは進相コンデンサ、TR−
Ｕ，TR−Ｖ，TR−Ｗは主電源トランス、CC−
Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗは各々Ｕ相、Ｖ相及びＷ相
の循環電流式サイクロコンバータ本体、Ｕ，Ｖ，
Ｗは負荷SW₁は補助電源スイツチ、TR₂は補助電
源トランス、L_d1，L_d2，L_d3は交流リアクトル、
SW₂は切換えスイツチである。

第２図と異なるところは補助電源として交流電
源を用いたことである。

以下、その動作を簡単に説明する。

起動時、主電源スイツチMSは開放し、切換え
スイツチSW₂は全てａ側に投入して、補助電源ス
イツチSW₁を投入する。

サイクロコンバータCC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−
Ｗの出力電流、I_d1，I_d2，I_d3は電源電圧に同期し
た３相正弦波有効電流となるように制御し、起動
時の受電端の基本波力率を１にしている。当該有
効電流I_d1，I_d2，I_d3を補助電源から供給すること
により、進相コンデンサCAPの電圧V_Cを確立さ
せ、電源電圧V_Sと等しくなるように制御して、
主電源スイツチMSを投入する。

第６図の実施例では第２図の整流回路Ｄが不要
となること、起動時の進相コンデンサ電圧を制御
するとき、電力回生も自由に行なえるため、その
応答性が良いことが利点として加わる。

なお、第２図実施例は単相出力サイクロコンバ
ータについて説明したが、３相出力サイクロコン
バータでも同様にできることはもちろん、第６図
の実施例を単相出力サイクロコンバータに適用す
ることもできる。

［発明の効果］以上のように本発明に係る無効電力制御形サイ
クロコンバータの起動法は、従来装置における起
動時の突入電流というものはなくなり、きわめて
円滑な起動が可能となる。

従つて、交流電源系統に電圧変動等の悪影響を
及ぼすこともなくなり、理想的な電力変換装置を
提供することができる。

また、起動装置として補助電源トランス等が付
加されるが、その容量は回路損失分を供給する程
度のものでよく、寸法形状を大きくすることもな
く、主電源スイツチの容量低減効果を考慮すると
経済的になつている。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータの構成図、第２図は本発明の無効電力制御形
サイクロコンバータの一実施例を示す構成図、第
３図は第２図の動作説明を行うための部分等価回
路図、第４図は第３図の動作モードを示すタイム
チヤート図、第５図は第２図の動作説明を行うた
めのタイムチヤート図、第６図は本発明の別の実
施例を示す無効電力制御形サイクロコンバータの
構成図である。 BUS……３相交流電源の電線路、MS……主電
源スイツチ、CAP……進相コンデンサ、TR₁…
…主電源トランス、CC……循環電流式サイクロ
コンバータ本体、LOAD……負荷、SW₁……補
助電源スイツチ、TR₂……補助電源トランス、Ｄ
……整流回路、L_d……直流リアクトル、SW₂…
…切換スイツチ、PT_S……変成器、CT_S，CT_P，
CT_N，CT_L，CT_d……変流器、VAR……無効電
力演算回路、C₁，C₂，C₃，C₄，C₅……比較器、
G_L，H_Q，G_O，G_V，G_d……制御補償回路、AS₁，
AS₂……アナログスイツチ、A₁，A₂……加算器、
OA……反転増幅器、PH−Ｐ，PH−Ｎ……位相
制御回路、TR−Ｕ，TR−Ｖ，TR−Ｗ……主電
源トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗ……循
環電流式サイクロコンバータ本体、Ｕ，Ｖ，Ｗ…
…負荷、L_d1，L_d2，L_d3……交流リアクトル。

Claims

【特許請求の範囲】

１可変周波数の交流電流を出力する循環電流式
のサイクロコンバータの電源端子に進相コンデン
サを接続し前記サイクロコンバータの遅れ無効電
力と前記進相コンデンサの進み無効電力とが互い
に打消し合うように前記サイクロコンバータの循
環電流を制御する無効電力制御形サイクロコンバ
ータにおいて、起動時、前記サイクロコンバータ
の出力側から電力を供給し、前記進相コンデンサ
の電圧の大きさ及び位相が前記サイクロコンバー
タの入力電源電圧の大きさ及び位相に一致するよ
うに、前記供給電力及び前記サイクロコンバータ
の循環電流を制御し、しかる後前記サイクロコン
バータの入力電源スイツチを投入して通常運転に
移るように制御することを特徴とする無効電力制
御形サイクロコンバータの起動方法。