JPH0568944B2 - - Google Patents
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- JPH0568944B2 JPH0568944B2 JP6325084A JP6325084A JPH0568944B2 JP H0568944 B2 JPH0568944 B2 JP H0568944B2 JP 6325084 A JP6325084 A JP 6325084A JP 6325084 A JP6325084 A JP 6325084A JP H0568944 B2 JPH0568944 B2 JP H0568944B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、負荷に可変電圧可変周波数の交流電
力を供給すると共に、循環電流によつて無効電力
を任意に制御できる無効電力制御形サイクロコン
バータを進相コンデンサと並列運転するサイクロ
コンバータ装置に関するものである。
力を供給すると共に、循環電流によつて無効電力
を任意に制御できる無効電力制御形サイクロコン
バータを進相コンデンサと並列運転するサイクロ
コンバータ装置に関するものである。
［発明の技術的背景とその問題点］
第１図に進相コンデンサと並列運転される従来
の無効電力制御形サイクロコンバータの一例を示
す。
の無効電力制御形サイクロコンバータの一例を示
す。
第１図においてBUSは３相交流電源母線であ
り、主電源スイツチMSを通つて入力トランス
TRに３相電力を供給すると共に、さらに投入ス
イツチSWを介して進相コンデンサCAPに接続さ
れている。
り、主電源スイツチMSを通つて入力トランス
TRに３相電力を供給すると共に、さらに投入ス
イツチSWを介して進相コンデンサCAPに接続さ
れている。
サイクロコンバータCCは正群コンバータSSP、
負群コンバータSSNおよび直流リアクトルL01，
L02から構成され、電源トランスTRを介して供
給された３相電力を可変電圧可変周波数の電力に
変換して負荷LOADに供給する。
負群コンバータSSNおよび直流リアクトルL01，
L02から構成され、電源トランスTRを介して供
給された３相電力を可変電圧可変周波数の電力に
変換して負荷LOADに供給する。
制御回路としては、受電電圧および電流を検出
する変成器PTSおよび変流器CTS、無効電力検出
器VAR、コンバータの出力電流IP，IN、負荷電流
ILを検出する変流器CTP，CTN，CTLおよび比較
器C1，C2，C3、加算器A1，A2、制御補償回路
GL，GO，HQ、反転増幅器OA、位相制御回路PH
−Ｐ，PH−Ｎが用意されている。
する変成器PTSおよび変流器CTS、無効電力検出
器VAR、コンバータの出力電流IP，IN、負荷電流
ILを検出する変流器CTP，CTN，CTLおよび比較
器C1，C2，C3、加算器A1，A2、制御補償回路
GL，GO，HQ、反転増幅器OA、位相制御回路PH
−Ｐ，PH−Ｎが用意されている。
まず、負荷電流ILは次のように制御される。
すなわち比較器C1によつて負荷電流検出値ILと
その指令値IL *を比較し、その偏差ε1＝IL *−ILを
次の制御補償回路GLに入力する。
その指令値IL *を比較し、その偏差ε1＝IL *−ILを
次の制御補償回路GLに入力する。
制御補償回路GLは制御系の安定化あるいは応
答性を考慮して設計されるが、ここでは簡単のた
め比例要素（増幅率K1倍）だけとして説明する。
答性を考慮して設計されるが、ここでは簡単のた
め比例要素（増幅率K1倍）だけとして説明する。
上記偏差ε1はK1倍され、１つは加算器A1を介
して正群コンバータの位相制御回路PH−Ｐに入
力され、もう１つは反転増幅器（増幅率１倍）
OAで反転し、加算器A2を介して負群コンバータ
の位相制御回路PH−Ｎに入力される。
して正群コンバータの位相制御回路PH−Ｐに入
力され、もう１つは反転増幅器（増幅率１倍）
OAで反転し、加算器A2を介して負群コンバータ
の位相制御回路PH−Ｎに入力される。
ここで、循環電流制御系の制御補償回路GOか
らの出力信号が十分小さいものと考えると、正群
コンバータSSPの点弧位相角αPに対し、負群コン
バータSSNの点弧位相角αNはαN＝180°−αPとな
つて両コンバータの出力電圧VPおよびVNは次式
のようになる。ただし、VSは電源電圧、kVは変
換定数である。
らの出力信号が十分小さいものと考えると、正群
コンバータSSPの点弧位相角αPに対し、負群コン
バータSSNの点弧位相角αNはαN＝180°−αPとな
つて両コンバータの出力電圧VPおよびVNは次式
のようになる。ただし、VSは電源電圧、kVは変
換定数である。
VP＝kV・VS・cosαP ……(1)
VN＝−kV・VS・cosαN
＝−kV・VS・cos（180°−αP）
＝VP ……(2)
すなわち両コンバータの出力電圧VPおよびVN
は一致し、直流リアクトルL01，L02に印加される
電圧VP−VNは零になる（実際には出力電圧のリ
ツプル分だけ印加されるが説明を簡単にするため
当該リツプル分を無視する）ので、循環電流IOは
ほとんど流れない。
は一致し、直流リアクトルL01，L02に印加される
電圧VP−VNは零になる（実際には出力電圧のリ
ツプル分だけ印加されるが説明を簡単にするため
当該リツプル分を無視する）ので、循環電流IOは
ほとんど流れない。
負荷端子には上記出力電圧VP及びVNの平均値
（VP＋VN）／２が印加され、当該平均値を制御す
ることにより負荷電流ILを制御する。
（VP＋VN）／２が印加され、当該平均値を制御す
ることにより負荷電流ILを制御する。
IL *＞ILとなつた場合、偏錯ε1は正の値となり、
K1倍されて位相制御回路PH−ＰにはK1・ε1が入
力され、位相制御回路PH−Ｎには−K1・ε1が入
力される。
K1倍されて位相制御回路PH−ＰにはK1・ε1が入
力され、位相制御回路PH−Ｎには−K1・ε1が入
力される。
その結果コンバータの出力電圧VP，VNは図の
矢印の方向に増加し、その平均値（VP＋VN）／
２を増加させ、これによつて負荷電流ILは矢印の
向きに増加してIL＝IL *となるように制御される。
矢印の方向に増加し、その平均値（VP＋VN）／
２を増加させ、これによつて負荷電流ILは矢印の
向きに増加してIL＝IL *となるように制御される。
逆にIL *＜ILとなつた場合も同様に制御され、
負荷電流ILは常にその指令値IL *に一致するよう
に制御される。
負荷電流ILは常にその指令値IL *に一致するよう
に制御される。
負荷電流指令値IL *を正弦波状に変化させると
それに追従して実負荷電流ILも正弦波電流とな
る。
それに追従して実負荷電流ILも正弦波電流とな
る。
次に循環電流IOの制御動作を説明する。
循環電流IOは正群コンバータ出力電流IP、負群
コンバータ出力電流INおよび負荷電流ILの検出値
から次の演算を行うことにより求めることができ
る。
コンバータ出力電流INおよび負荷電流ILの検出値
から次の演算を行うことにより求めることができ
る。
IO＝（IP＋IN−｜IL｜）／２ ……(3)
ここに｜IL｜はILの絶対値である。
比較器C3によつて上記循環電流検出器IOとその
指令値IO *を比較し、その偏差ε3＝IO *−IOを次の
制御補償回路GO（簡単のため増幅率K2倍の比例要
素とする）に入力する。さらに制御補償回路GO
の出力信号K2・ε3を前記加算器A1およびA2に入
力すると位相制御回路PH−ＰおよびPH−Ｎの
入力vαP，vαNは次式のようになる。
指令値IO *を比較し、その偏差ε3＝IO *−IOを次の
制御補償回路GO（簡単のため増幅率K2倍の比例要
素とする）に入力する。さらに制御補償回路GO
の出力信号K2・ε3を前記加算器A1およびA2に入
力すると位相制御回路PH−ＰおよびPH−Ｎの
入力vαP，vαNは次式のようになる。
vαP＝K1・ε1＋K2・ε3 ……(4)
vαN＝K1・ε1＋K2・ε3 ……(5)
従つて上記K2・ε3の分だけ両コンバータの出
力電圧のバランスがくずれ、VP≠VNとなる。
力電圧のバランスがくずれ、VP≠VNとなる。
IO *＞IOの場合、偏差ε3＝IO *−IOは正の値となつ
てVP＞VNとなり、直流リアクトルL01，L02に差
電圧VP−VNが印加されて循環電流IOを増加させ
る。
てVP＞VNとなり、直流リアクトルL01，L02に差
電圧VP−VNが印加されて循環電流IOを増加させ
る。
逆にIO *＜IOとなつた場合にはε3が負の値とな
り、VP＜VNとなつて循環電流IOを減少させ、最
終的にIO＝IO *となつて落ち着く。
り、VP＜VNとなつて循環電流IOを減少させ、最
終的にIO＝IO *となつて落ち着く。
循環電流制御に伴なつて両コンバータの出力電
圧VPおよびVNが変化するが、負荷に印加される
電圧（VP＋VN）／２は影響を受けず、負荷電流
制御は前述の如く行われる。
圧VPおよびVNが変化するが、負荷に印加される
電圧（VP＋VN）／２は影響を受けず、負荷電流
制御は前述の如く行われる。
次にサイクロコンバータの受電端の無効電力制
御について説明する。
御について説明する。
受電端には一定の進み無効電力をとる進相コン
デンサCAPが接続されているので、サイクロコ
ンバータCCがとる遅れ無効電力を上記進み無効
電力と等しくなるように制御すれば入力基本波力
率は常に１に保持され、電源から有効電力のみを
供給することになる。
デンサCAPが接続されているので、サイクロコ
ンバータCCがとる遅れ無効電力を上記進み無効
電力と等しくなるように制御すれば入力基本波力
率は常に１に保持され、電源から有効電力のみを
供給することになる。
まず、受電端の電圧、電流を変成器PTSおよび
変流器CTSによつて検出し、無効電力検出器
VARによつて受電端の無効電力Ｑを求める。
変流器CTSによつて検出し、無効電力検出器
VARによつて受電端の無効電力Ｑを求める。
比較器C2によつて上記無効電力検出値Ｑとそ
の指令値Q*を比較し、その偏差ε2＝Q*−Ｑを次
の制御補償回路HQに入力する。
の指令値Q*を比較し、その偏差ε2＝Q*−Ｑを次
の制御補償回路HQに入力する。
制御補償回路HQとしては積分要素が使われ、
上記偏差ε2の定常分が零になるように制御され
る。
上記偏差ε2の定常分が零になるように制御され
る。
制御補償回路HQの出力IO *は循環電流IOの指令
値となる。
値となる。
サイクロコンバータCCの循環電流IOは電源側
から見た場合、有効電力分には影響せずに常に遅
れの無効電力となつて現われるので循環電流IOを
制御することによつて受電端の無効電力Ｑを制御
することができる。
から見た場合、有効電力分には影響せずに常に遅
れの無効電力となつて現われるので循環電流IOを
制御することによつて受電端の無効電力Ｑを制御
することができる。
通常、受電端の無効電力指令値Q*は零に設定
されるが、場合によつては進みあるいは遅れ力率
になるように設定することもある。なお、ここで
は無効電力検出値Ｑは遅れを正の値として説明す
る。
されるが、場合によつては進みあるいは遅れ力率
になるように設定することもある。なお、ここで
は無効電力検出値Ｑは遅れを正の値として説明す
る。
Q*＞Ｑの場合、偏差ε2＝Q*−Ｑは正の値とな
り、制御補償回路HQを介して循環電流の指令値
IO *を増加させる。
り、制御補償回路HQを介して循環電流の指令値
IO *を増加させる。
循環電流IOはその指令値IO *に一致するように
制御されるので、サイクロコンバータCCがとる
遅れ無効電力が増加し、受電端の遅れ無効電力Ｑ
を増加させる。
制御されるので、サイクロコンバータCCがとる
遅れ無効電力が増加し、受電端の遅れ無効電力Ｑ
を増加させる。
逆にQ*＜Ｑとなつた場合、偏差ε2は負の値と
なつて循環電流IO＝IO *を減少させサイクロコン
バータCCがとる遅れ無効電力を減らし、最終的
にＱ＝Q*となつて落ち着く。
なつて循環電流IO＝IO *を減少させサイクロコン
バータCCがとる遅れ無効電力を減らし、最終的
にＱ＝Q*となつて落ち着く。
無効電力指令値Q*を零に設定すれば、Ｑ＝０
となつて、受電端の基本波力率を常に１に保つこ
とができる。
となつて、受電端の基本波力率を常に１に保つこ
とができる。
以上のように従来の無効電力制御形サイクロコ
ンバータは、進相コンデンサを並列接続すること
によつて受電端の基本波力率を常に１に保つた状
態で負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供給
することができるが、進相コンデンサとしてはサ
イクロコンバータの入力KVAと同等の容量が必
要であり、進相コンデンサの投入時に大きな突入
電流が流れる。
ンバータは、進相コンデンサを並列接続すること
によつて受電端の基本波力率を常に１に保つた状
態で負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供給
することができるが、進相コンデンサとしてはサ
イクロコンバータの入力KVAと同等の容量が必
要であり、進相コンデンサの投入時に大きな突入
電流が流れる。
進相コンデンサには突入電流を抑制するために
直列リアクトルが挿入されているが、これでも定
常時の進み電流の３倍程度の突入電流がある。
直列リアクトルが挿入されているが、これでも定
常時の進み電流の３倍程度の突入電流がある。
サイクロコンバータを起動して遅れ電流が流れ
てから進相コンデンサを投入すれば、電源の突入
電流を抑制することが可能であるが、従来の第１
図の制御回路では制御補償回路HQが積分要素を
含むので進相コンデンサが投入されてからサイク
ロコンバータに遅れ電流が流れるまでに時間遅れ
があり、従つて進相コンデンサ投入時の電源突入
電流を十分に抑制することができない。
てから進相コンデンサを投入すれば、電源の突入
電流を抑制することが可能であるが、従来の第１
図の制御回路では制御補償回路HQが積分要素を
含むので進相コンデンサが投入されてからサイク
ロコンバータに遅れ電流が流れるまでに時間遅れ
があり、従つて進相コンデンサ投入時の電源突入
電流を十分に抑制することができない。
すなわち第１図において、進相コンデンサ
CAPが投入される前は入力トランスTRの励磁電
流によつてＱは遅れ無効電力（Ｑ＞０）となつて
おり、無効電流指令値Q*をゼロとすると偏差ε2
は負となりHQの出力IO *は第４図に実線で示すよ
うに負の飽和値となつている。
CAPが投入される前は入力トランスTRの励磁電
流によつてＱは遅れ無効電力（Ｑ＞０）となつて
おり、無効電流指令値Q*をゼロとすると偏差ε2
は負となりHQの出力IO *は第４図に実線で示すよ
うに負の飽和値となつている。
これによつて循環電流IOを減少するような動作
が行なわれるが、循環電流IOは負になれないの
で、IOは第４図に実線で示すようにIO＝０とな
り、電源からの入力電流IS（進み電流を＋、遅れ
電流を−で示す）は入力トランスTRの励磁電流
に相当する遅れ電流となつている。
が行なわれるが、循環電流IOは負になれないの
で、IOは第４図に実線で示すようにIO＝０とな
り、電源からの入力電流IS（進み電流を＋、遅れ
電流を−で示す）は入力トランスTRの励磁電流
に相当する遅れ電流となつている。
この状態で時点t1に投入スイツチSWを投入す
ると進相コンデンサCAPに大きな進み電流ICAPが
流れる。
ると進相コンデンサCAPに大きな進み電流ICAPが
流れる。
これによつてVARの出力Ｑは負となり、偏差
ε2が正となつて循環電流指令値IO *も正方向に変
化する。
ε2が正となつて循環電流指令値IO *も正方向に変
化する。
しかしながら制御補償回路HQは積分要素を含
むのでIO *が負の飽和値から正の所要指令値に達
するまでに時間△ｔがかかり、このため第４図に
実線で示すように循環電流IOも時間ｔ経過後に立
上るので、突入されたコンデンサの進み電流ICAP
を補償することができず、このため電源からの入
力電流ISが過大な突入電流となつて電源系統およ
び電力機器に対して障害をあたえるという問題を
生ずる。
むのでIO *が負の飽和値から正の所要指令値に達
するまでに時間△ｔがかかり、このため第４図に
実線で示すように循環電流IOも時間ｔ経過後に立
上るので、突入されたコンデンサの進み電流ICAP
を補償することができず、このため電源からの入
力電流ISが過大な突入電流となつて電源系統およ
び電力機器に対して障害をあたえるという問題を
生ずる。
［発明の目的］
本発明は進相コンデンサを並列接続して電源力
率を改善する無効電力制御形サイクロコンバータ
において、進相コンデンサを投入するときの無効
電力の立上りを速くして電源突入電流を抑制する
起動回路を備えた無効電力制御形のサイクロコン
バータ装置を提供することを目的としている。
率を改善する無効電力制御形サイクロコンバータ
において、進相コンデンサを投入するときの無効
電力の立上りを速くして電源突入電流を抑制する
起動回路を備えた無効電力制御形のサイクロコン
バータ装置を提供することを目的としている。
［発明の概要］
本発明は、負荷に可変電圧可変周波数の交流電
力を供給すると共に循環電流によつて遅れ無効電
力を任意に制御できる無効電力制御形サイクロコ
ンバータを進相コンデンサと並列に運転して受電
力率を改善するサイクロコンバータ装置におい
て、循環電流の制御動作を進相コンデンサの投入
に同期して開始させる循環電流制御起動回路を設
け、これによつて進相コンデンサ投入時の循環電
流の立上りを速めて進相コンデンサへの進み電流
を無効電力によつて速かに補償し、電源からの突
入電流を抑制すると共に電源力率の改善をはかつ
たものである。
力を供給すると共に循環電流によつて遅れ無効電
力を任意に制御できる無効電力制御形サイクロコ
ンバータを進相コンデンサと並列に運転して受電
力率を改善するサイクロコンバータ装置におい
て、循環電流の制御動作を進相コンデンサの投入
に同期して開始させる循環電流制御起動回路を設
け、これによつて進相コンデンサ投入時の循環電
流の立上りを速めて進相コンデンサへの進み電流
を無効電力によつて速かに補償し、電源からの突
入電流を抑制すると共に電源力率の改善をはかつ
たものである。
［発明の実施例］
本発明の一実施例を第２図に示す。
第２図は第１図に対して、進相コンデンサ電流
ICAPを検出する変流器CTCとそのアナログ出力を
接点動作に変換するアナログスイツチ回路HICと
が追加され、さらに上記接点によつて制御補償回
路HQ内の積分用コンデンサを常時短絡しておく
と共に接点動作によつてコンデンサの短絡を解放
して制御動作を起動させており、他は第１図と同
じである。
ICAPを検出する変流器CTCとそのアナログ出力を
接点動作に変換するアナログスイツチ回路HICと
が追加され、さらに上記接点によつて制御補償回
路HQ内の積分用コンデンサを常時短絡しておく
と共に接点動作によつてコンデンサの短絡を解放
して制御動作を起動させており、他は第１図と同
じである。
上記起動回路の詳細を第３図に示す。
すなわち各相ごとの変流器CTr，CTs，CTtか
らなる変流器CTCの出力は各相ごとの整流器
ABSr，ABSs，ABStで電流絶対値｜Irc｜，｜Isc
｜，｜Itc｜に変換されて加算器Ｂ１で加算され、
その出力によつてアナログスイツチが動作して接
点SWaを開く。
らなる変流器CTCの出力は各相ごとの整流器
ABSr，ABSs，ABStで電流絶対値｜Irc｜，｜Isc
｜，｜Itc｜に変換されて加算器Ｂ１で加算され、
その出力によつてアナログスイツチが動作して接
点SWaを開く。
接点SWaは制御補償回路HQの演算増巾器OPの
入出力間に並列に挿入されて常時積分用コンデン
サＣを短絡しているので進相コンデンサCAPを
投入する前（時点t1以前）はHQの出力IO *は第４
図に点線で示すようにゼロとなつている。
入出力間に並列に挿入されて常時積分用コンデン
サＣを短絡しているので進相コンデンサCAPを
投入する前（時点t1以前）はHQの出力IO *は第４
図に点線で示すようにゼロとなつている。
時点t1に進相コンデンサCAPが投入されてコン
デンサ電流ICAPが立上るとアナログスイツチ回路
HICが動作して接点SWaを開くので、積分コンデ
ンサＣの短絡が解除されて制御補償回路HQが制
御動作を開始し、IO *は第４図点線のようにゼロ
から所要値までの上昇を時点t1から直ちに開始
し、これによつてサイクロコンバータの循環電流
IOも点線のように時点t1から直ちに立上り、従つ
てコンデンサ電流ICAPはサイクロコンバータの循
環電流IOによつて直ちに補償され、電源入力電流
ISも点線のように突入電流から直ちに減衰する。
デンサ電流ICAPが立上るとアナログスイツチ回路
HICが動作して接点SWaを開くので、積分コンデ
ンサＣの短絡が解除されて制御補償回路HQが制
御動作を開始し、IO *は第４図点線のようにゼロ
から所要値までの上昇を時点t1から直ちに開始
し、これによつてサイクロコンバータの循環電流
IOも点線のように時点t1から直ちに立上り、従つ
てコンデンサ電流ICAPはサイクロコンバータの循
環電流IOによつて直ちに補償され、電源入力電流
ISも点線のように突入電流から直ちに減衰する。
これによつて進相コンデンサ投入時の電源電流
の突入が抑制され入力基本波力率も直ちに１に制
御される。
の突入が抑制され入力基本波力率も直ちに１に制
御される。
なお第２図においては進相コンデンサの投入を
コンデンサ電流ICAPで検出しているが、投入スイ
ツチの動作から直接に検出することも可能であ
る。
コンデンサ電流ICAPで検出しているが、投入スイ
ツチの動作から直接に検出することも可能であ
る。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、進相コン
デンサを並列接続して電源力率を改善する無効電
力制御形サイクロコンバータにおいて、進相コン
デンサを投入する前には無効電力に対応する循環
電流の制御回路の積分動作を停止させておき、進
相コンデンサ投入と同時に積分動作を開始させて
いるので循環電流の立上りに時間遅れがなくな
り、これによつて進相コンデンサの突入電流によ
る進み電流を直ちに補償して電源突入電源を抑制
すると共に電源力率を直ちに１にすることがで
き、電源系統に対する悪影響を防止した円滑な起
動が可能となる。
デンサを並列接続して電源力率を改善する無効電
力制御形サイクロコンバータにおいて、進相コン
デンサを投入する前には無効電力に対応する循環
電流の制御回路の積分動作を停止させておき、進
相コンデンサ投入と同時に積分動作を開始させて
いるので循環電流の立上りに時間遅れがなくな
り、これによつて進相コンデンサの突入電流によ
る進み電流を直ちに補償して電源突入電源を抑制
すると共に電源力率を直ちに１にすることがで
き、電源系統に対する悪影響を防止した円滑な起
動が可能となる。
第１図は進相コンデンサと並列運転される従来
の無効電力制御形サイクロコンバータの一列を示
す系統図、第２図は本発明の一実施例を示す系統
図、第３図は第２図におけるアナログスイツチ回
路周辺の詳細を示す回路図、第４図は本発明の動
作を従来の場合と比較して示すタイムチヤートで
ある。 BUS……電源母線、MS……主電源スイツチ、
TR……入力トランス、CC……サイクロコンバー
タ、LOAD……負荷、CAP……進相コンデンサ、
SW……進相コンデンサ投入スイツチ、VAR…
…無効電力検出器、HIC……アナログスイツチ回
路、GL，GO，HQ……制御補償回路。
の無効電力制御形サイクロコンバータの一列を示
す系統図、第２図は本発明の一実施例を示す系統
図、第３図は第２図におけるアナログスイツチ回
路周辺の詳細を示す回路図、第４図は本発明の動
作を従来の場合と比較して示すタイムチヤートで
ある。 BUS……電源母線、MS……主電源スイツチ、
TR……入力トランス、CC……サイクロコンバー
タ、LOAD……負荷、CAP……進相コンデンサ、
SW……進相コンデンサ投入スイツチ、VAR…
…無効電力検出器、HIC……アナログスイツチ回
路、GL，GO，HQ……制御補償回路。
Claims (1)
- １ 負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供給
すると共に循環電流によつて遅れ無効電力を任意
に制御できる無効電力制御形サイクロコンバータ
を進相コンデンサと並列に運転して受電力率を改
善するサイクロコンバータ装置において、上記循
環電流の制御動作を進相コンデンサの投入に同期
して開始させる循環電流制御起動回路を備えたこ
とを特徴とするサイクロコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6325084A JPS60210166A (ja) | 1984-04-02 | 1984-04-02 | サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6325084A JPS60210166A (ja) | 1984-04-02 | 1984-04-02 | サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60210166A JPS60210166A (ja) | 1985-10-22 |
| JPH0568944B2 true JPH0568944B2 (ja) | 1993-09-30 |
Family
ID=13223810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6325084A Granted JPS60210166A (ja) | 1984-04-02 | 1984-04-02 | サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60210166A (ja) |
-
1984
- 1984-04-02 JP JP6325084A patent/JPS60210166A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60210166A (ja) | 1985-10-22 |
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