JPH0444442A - 同期再生回路 - Google Patents
同期再生回路Info
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- JPH0444442A JPH0444442A JP2153188A JP15318890A JPH0444442A JP H0444442 A JPH0444442 A JP H0444442A JP 2153188 A JP2153188 A JP 2153188A JP 15318890 A JP15318890 A JP 15318890A JP H0444442 A JPH0444442 A JP H0444442A
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- output
- controlled oscillator
- voltage controlled
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、例えば２ｎ相−Ｐ Ｓ Ｋ （Ｐｈａｓｅ
５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ） ［ｎ＝１．２． ・＝
］ ＰＣＭ通信システムの受信機で、信号復調に用いる
同期副搬送波発生のための同期発生回路に関する。
５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ） ［ｎ＝１．２． ・＝
］ ＰＣＭ通信システムの受信機で、信号復調に用いる
同期副搬送波発生のための同期発生回路に関する。
（従来の技術）
ＰＳＫ−ＰＣＭ通信システムにおいて、信号は信号搬送
波の位相成分で表されており、信号を復調するには、位
相検波器及び信号搬送波と同一周波数で特定の位相差を
有する信号復調用副搬送波が必要である。
波の位相成分で表されており、信号を復調するには、位
相検波器及び信号搬送波と同一周波数で特定の位相差を
有する信号復調用副搬送波が必要である。
このような信号復調用副搬送波を再生する同期再生回路
を用いた回路としては、第５図に示すような信号復調回
路が特公平２−８５０２号公報に記載されている。この
回路において、２ｎ相−ＰＳＫ−ＰＣＭ入力信号は、入
力端子１１に入力され、位相検波器１２において副搬送
波との位相差に比例した符号出力となって復調される。
を用いた回路としては、第５図に示すような信号復調回
路が特公平２−８５０２号公報に記載されている。この
回路において、２ｎ相−ＰＳＫ−ＰＣＭ入力信号は、入
力端子１１に入力され、位相検波器１２において副搬送
波との位相差に比例した符号出力となって復調される。
符号出力は、出力端子１３に導かれると共に切換回路１
４にも入力される。切換回路１４では、符号出力の情報
成分は除去され、信号搬送波と信号復調用副搬送波との
位相差に対応した出力が再生される。
４にも入力される。切換回路１４では、符号出力の情報
成分は除去され、信号搬送波と信号復調用副搬送波との
位相差に対応した出力が再生される。
この出力は、低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦという）
１５を介して雑音成分が除去され、制御信号として電圧
制御発振器（以下、■ＣＯという）１６の制御端子に加
えられる。これによってＶ６Ｏ１３は信号搬送波に同期
した（信号搬送波と同一周波数でかつ特定の位相差を有
した）安定した副搬送波を発生する。この副搬送波を用
いて、位相検波器１２では安定した復調が行われる。
１５を介して雑音成分が除去され、制御信号として電圧
制御発振器（以下、■ＣＯという）１６の制御端子に加
えられる。これによってＶ６Ｏ１３は信号搬送波に同期
した（信号搬送波と同一周波数でかつ特定の位相差を有
した）安定した副搬送波を発生する。この副搬送波を用
いて、位相検波器１２では安定した復調が行われる。
第６図は上述した同期発生回路を例えば４相ＰＳＫ−Ｐ
ＣＭ信号の復調に用いた場合の回路構成を示している。
ＣＭ信号の復調に用いた場合の回路構成を示している。
２０は４相−Ｐ Ｓ Ｋ −Ｐ Ｃ−Ｍ信号の入力端子
、２１．２２は第１．第２の位相検波器、２３は切換回
路、２４はノイズ除去用ＬＰＦ、２５はＶＣＯ１２６は
π／２移相器である。
、２１．２２は第１．第２の位相検波器、２３は切換回
路、２４はノイズ除去用ＬＰＦ、２５はＶＣＯ１２６は
π／２移相器である。
ＶＣＯ２５の発振出力、つまり副搬送波は４相ＰＳＫ−
ＰＣＭ信号の搬送波とほぼ同じ周波数であり、かつその
発振出力はＬＰＦ２４の出力によって制御される。第１
の位相検波器２１においては、ＶＣＯ２５からの副搬送
波ＣＷ１と入力信号との位相差が検出され、その位相検
波出力が符号出力として出力端子２７に導かれる。また
、第２′の位相検波器２２においては、前記副搬送波Ｃ
Ｗ１をπ／２移相器２６でπ／２ラジアン移相させた副
搬送波ＣＷ２と入力信号との位相差が検出され、その位
相検波出力が符号出力として出力端子２８に導かれる。
ＰＣＭ信号の搬送波とほぼ同じ周波数であり、かつその
発振出力はＬＰＦ２４の出力によって制御される。第１
の位相検波器２１においては、ＶＣＯ２５からの副搬送
波ＣＷ１と入力信号との位相差が検出され、その位相検
波出力が符号出力として出力端子２７に導かれる。また
、第２′の位相検波器２２においては、前記副搬送波Ｃ
Ｗ１をπ／２移相器２６でπ／２ラジアン移相させた副
搬送波ＣＷ２と入力信号との位相差が検出され、その位
相検波出力が符号出力として出力端子２８に導かれる。
切換回路２３においては、第１及び第２の位相検波器２
１．２２の出力に基づいてπ／２ラジアンの周期をもつ
位相誤差信号が形成され、この位相誤差信号は雑音を除
去するためのＬＰＦ２４を介してＶＣＯ２５の制御端子
に加えられ副搬送波の位相を制御することができる。こ
のように前記第１．第２の位相検波器２１．２２では安
定した符号出力を得ることができる。
１．２２の出力に基づいてπ／２ラジアンの周期をもつ
位相誤差信号が形成され、この位相誤差信号は雑音を除
去するためのＬＰＦ２４を介してＶＣＯ２５の制御端子
に加えられ副搬送波の位相を制御することができる。こ
のように前記第１．第２の位相検波器２１．２２では安
定した符号出力を得ることができる。
このような信号復調回路における同期再生回路において
、前記π／２移相器２６としては、第７図に示すような
積分器を用いた回路や、抵抗と容量を用いた回路が用い
られることが多い、今、第７図の積分器を用いた場合に
おいて、ＶＣＯ２５の出力から副搬送波ＣＷ２を生成す
る過程を説明する。積分器は、オペアンプ４１．抵抗４
２及びコンデンサ４３で精成されている。
、前記π／２移相器２６としては、第７図に示すような
積分器を用いた回路や、抵抗と容量を用いた回路が用い
られることが多い、今、第７図の積分器を用いた場合に
おいて、ＶＣＯ２５の出力から副搬送波ＣＷ２を生成す
る過程を説明する。積分器は、オペアンプ４１．抵抗４
２及びコンデンサ４３で精成されている。
ＶＣ○２５から出力された信吟はそのまま副搬送波ＣＷ
１として用いられると共に、前記積分器の入力端子４０
に入力される。この積分器の出力信号ＣＷ２は抵抗４２
の抵抗値をＲ、コンデンサ４３の容量値をＣ１副搬送波
ＣＷ１の角周波数をωとすると、 ＣＷ２−一上一−ｘ ｃ ｗ ＋ ・（１）
ｊ ωＣＲ となる、（１）式において、ＣＷ２ ＝ＣＷ１となるよ
うにＲとＣの値を適当に選ぶとすると、前記積分器に第
８図（ａ）に示すような正弦波を入力すると、第８図（
ｂ）に示すような同振幅で９０°位相差の出力信号が得
られる。
１として用いられると共に、前記積分器の入力端子４０
に入力される。この積分器の出力信号ＣＷ２は抵抗４２
の抵抗値をＲ、コンデンサ４３の容量値をＣ１副搬送波
ＣＷ１の角周波数をωとすると、 ＣＷ２−一上一−ｘ ｃ ｗ ＋ ・（１）
ｊ ωＣＲ となる、（１）式において、ＣＷ２ ＝ＣＷ１となるよ
うにＲとＣの値を適当に選ぶとすると、前記積分器に第
８図（ａ）に示すような正弦波を入力すると、第８図（
ｂ）に示すような同振幅で９０°位相差の出力信号が得
られる。
しかし、前記積分器に第８図（Ｃ）に示すような方形波
を入力すると、第８図（ｄ）に示すような三角波となり
、入出力信号波形が全く異なってしまう。
を入力すると、第８図（ｄ）に示すような三角波となり
、入出力信号波形が全く異なってしまう。
このような４相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信号復調用同期再生回
路において、ＶＣＯ２５での正弦波発振が難しいため、
ＶＣＯ２５の出力は正弦波とは限らず方形波の場合や歪
んだ波形の場合が多いため、前記副搬送波ＣＷ１と前記
π／２移相器２６の出力である前記副搬送波ＣＷ２の波
形が異なり、位相検波器２１．２２における動作がアン
バランスになり、検波特性が劣化し、復調誤差が多いと
いう欠点があった。また、前記４相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信
号復調用同期発生回路において、ループ利得が低い場合
は、送られてくる搬送波周波数とＶＣ０２５のフリーラ
ン周波数が異なるにつれ、残留位相誤差が多くなるため
、ＶＣ○２５の発振応答性が悪化し、その結果復調誤差
が多くなるので、ｖｃｏのフリーラン周波数を調整しな
ければならないという欠点があった。
路において、ＶＣＯ２５での正弦波発振が難しいため、
ＶＣＯ２５の出力は正弦波とは限らず方形波の場合や歪
んだ波形の場合が多いため、前記副搬送波ＣＷ１と前記
π／２移相器２６の出力である前記副搬送波ＣＷ２の波
形が異なり、位相検波器２１．２２における動作がアン
バランスになり、検波特性が劣化し、復調誤差が多いと
いう欠点があった。また、前記４相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信
号復調用同期発生回路において、ループ利得が低い場合
は、送られてくる搬送波周波数とＶＣ０２５のフリーラ
ン周波数が異なるにつれ、残留位相誤差が多くなるため
、ＶＣ○２５の発振応答性が悪化し、その結果復調誤差
が多くなるので、ｖｃｏのフリーラン周波数を調整しな
ければならないという欠点があった。
（発明が解決しようとする課題）
上記のような２ｎ相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信号復調用同期再
生回路においては、ＶＣＯ出力は正弦波とは限らず方形
波の場合や歪んだ波形の場合が多いため、π／２移相器
を通した副搬送波ＣＷ２と通さない副搬送波ＣＷ１の波
形が異なり、第１゜第２の位相検波器における動作がア
ンバランスになり、検波特性が劣化し、復調誤差が多く
なるという欠点があった。また、前記同期発生回路にお
けるループ利得が低い場合は、送られてくる搬送波周波
数と■ＣＯのフリーラン周波数が異なるにつれ、残留位
相誤差が多くなるため、■ＣＯのフリーラン周波数を調
整しなければならないという欠点があった。
生回路においては、ＶＣＯ出力は正弦波とは限らず方形
波の場合や歪んだ波形の場合が多いため、π／２移相器
を通した副搬送波ＣＷ２と通さない副搬送波ＣＷ１の波
形が異なり、第１゜第２の位相検波器における動作がア
ンバランスになり、検波特性が劣化し、復調誤差が多く
なるという欠点があった。また、前記同期発生回路にお
けるループ利得が低い場合は、送られてくる搬送波周波
数と■ＣＯのフリーラン周波数が異なるにつれ、残留位
相誤差が多くなるため、■ＣＯのフリーラン周波数を調
整しなければならないという欠点があった。
本発明は上述の問題に鑑み、第１．第２の位相検波器に
入力される２つの副搬送波ＣＷ１とＣＷ２の波形を同振
幅で９０°位相差の信号とすることにより、位相検波特
性の劣化を抑え、復調誤差の少ない２ｎ相−ＰＳＫ−Ｐ
ＣＭ信号復調用の同期発生回路を提供することを目的と
するものである。
入力される２つの副搬送波ＣＷ１とＣＷ２の波形を同振
幅で９０°位相差の信号とすることにより、位相検波特
性の劣化を抑え、復調誤差の少ない２ｎ相−ＰＳＫ−Ｐ
ＣＭ信号復調用の同期発生回路を提供することを目的と
するものである。
また、同期再生回路のループ利得を高くし、残留位相誤
差の少ない２ｎ相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信号復調用の同期再
生回路を提供することを目的としている。
差の少ない２ｎ相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信号復調用の同期再
生回路を提供することを目的としている。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
第１の発明は、電圧制御発振器と、それぞれ一方の入力
端にはＰＳＫ方式による入力信号が加えられる複数の位
相検波器と、この複数の位相検波器の他方の入力端子に
それぞれ前記電圧制御発振器からの発振出力を、その基
本波成分を通過させる低域通過フィルタを通した後、互
いに位相が異なるように設定して入力する手段と１、前
記複数の位相検波器の出力が入力され、それぞれの入力
信号間の位相誤差を検出する切換回路と、この記切換回
路の出力を平滑して前記電圧制御発振器の制御端子に加
えるフィルタとを具備したことを特徴とするものである
。
端にはＰＳＫ方式による入力信号が加えられる複数の位
相検波器と、この複数の位相検波器の他方の入力端子に
それぞれ前記電圧制御発振器からの発振出力を、その基
本波成分を通過させる低域通過フィルタを通した後、互
いに位相が異なるように設定して入力する手段と１、前
記複数の位相検波器の出力が入力され、それぞれの入力
信号間の位相誤差を検出する切換回路と、この記切換回
路の出力を平滑して前記電圧制御発振器の制御端子に加
えるフィルタとを具備したことを特徴とするものである
。
第２の発明は、電圧制御−発振器と、それぞれの一方の
入力端にはＰＳＫ方式による入力信号が加えられる複数
の位相検波器と、この複数の位相検波器の他方の入力端
子にそれぞれ前記電圧制御発振器からの発振出力を互い
に位相が異なるように設定して入力する手段と、前記複
数の位相検波器の出力が入力され、それぞれの入力信号
間の位相誤差を検出する切換回路と、この切換回路の出
力をフィルタで平滑すると共に増幅して前記電圧制御発
振器の制御端子に加える手段とを具備したことを特徴と
するものである。
入力端にはＰＳＫ方式による入力信号が加えられる複数
の位相検波器と、この複数の位相検波器の他方の入力端
子にそれぞれ前記電圧制御発振器からの発振出力を互い
に位相が異なるように設定して入力する手段と、前記複
数の位相検波器の出力が入力され、それぞれの入力信号
間の位相誤差を検出する切換回路と、この切換回路の出
力をフィルタで平滑すると共に増幅して前記電圧制御発
振器の制御端子に加える手段とを具備したことを特徴と
するものである。
第３の発明は、第１の発明と第２の発明を組み合わせた
もので、ＶＣＯ出力をＬＰＦを通して複数の位相検波器
に供給すると共に、切換回路出力を高利得アンプを通し
て■ＣＯに供給するように構成したものである６ （作用） 第１の発明では、同期再生回路のループ内においてＶＣ
Ｏ出力端にローパスフィルタを挿入することにより、Ｖ
ＣＯ出力の基本波成分以外の不要成分を削除して正弦波
のみを出力し、移相器の入出力信号振幅と波形がほぼ等
しく位相のみが異なるようにすることにより、位相検波
器に必要な全ての副搬送波の振幅と波形をほぼ等しくし
位相のみが異るようにして位相検波における動作のアン
バランスを無くし復調誤差を軽減するようにした。
もので、ＶＣＯ出力をＬＰＦを通して複数の位相検波器
に供給すると共に、切換回路出力を高利得アンプを通し
て■ＣＯに供給するように構成したものである６ （作用） 第１の発明では、同期再生回路のループ内においてＶＣ
Ｏ出力端にローパスフィルタを挿入することにより、Ｖ
ＣＯ出力の基本波成分以外の不要成分を削除して正弦波
のみを出力し、移相器の入出力信号振幅と波形がほぼ等
しく位相のみが異なるようにすることにより、位相検波
器に必要な全ての副搬送波の振幅と波形をほぼ等しくし
位相のみが異るようにして位相検波における動作のアン
バランスを無くし復調誤差を軽減するようにした。
また、第２の発明では、切換回路の出力端に高利得アン
プを挿入するかノイズ削除フィルタの出力端に高利得ア
ンプを挿入することにより、ループ利得を上げ、残留位
相誤差を無くし、復調誤差を軽減するようにした。
プを挿入するかノイズ削除フィルタの出力端に高利得ア
ンプを挿入することにより、ループ利得を上げ、残留位
相誤差を無くし、復調誤差を軽減するようにした。
さらに、第３の発明では、ＶＣＯ出力端にローパスフィ
ルタを挿入すると共に切換回路の出力端に高利得アンプ
を挿入することにより、位相検波における動作のアンバ
ランスを無くすと共に、残留位相誤差を無くし、復調誤
差を更に軽減することができる。
ルタを挿入すると共に切換回路の出力端に高利得アンプ
を挿入することにより、位相検波における動作のアンバ
ランスを無くすと共に、残留位相誤差を無くし、復調誤
差を更に軽減することができる。
（実施例）
実施例について図面を参照して説明する。
第１図は第１の発明に係る同期再生回路の一実施例を示
すブロック図である。この図に示す実施例は、第６図の
従来例と同様に４相−ＰＳＫＰＣＭ信号を復調するため
の同期再生回路を示している。第６図と同一の要素には
同符号を付しである。
すブロック図である。この図に示す実施例は、第６図の
従来例と同様に４相−ＰＳＫＰＣＭ信号を復調するため
の同期再生回路を示している。第６図と同一の要素には
同符号を付しである。
第１図においては、第６図におけるＶＣＯ２５の出力端
に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２９を挿入した構成とし
たものである。その他の構成は第６図と同様である。こ
のＬＰＦ２９はＶＣＯ２５の出力の基本波を残し、２次
以上の高調波成分を除去するためのものである。ＬＰＦ
２９は簡単なもので良くカットオフ周波数の精度も厳し
い必要はない、前記ＬＰＦ２９の挿入により、ＶＣＯ２
５の出力波形が方形波又は歪んだ波形であったとしても
ＬＰＦ２９の出力にはほぼ正弦波が得られ、π／２移相
器２６の利得を適当に選べば副搬送波ＣＷ１とＣＷ２と
して振幅のほぼ等しく、π／２位相のことなる正弦波が
得られる。従って、第１゜第２の位相検波器２１．２２
の位相検波動作でのアンバランスが少ないため、検波特
性の劣化を抑えることができ、復調誤差を少なく抑える
ことができる。
に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２９を挿入した構成とし
たものである。その他の構成は第６図と同様である。こ
のＬＰＦ２９はＶＣＯ２５の出力の基本波を残し、２次
以上の高調波成分を除去するためのものである。ＬＰＦ
２９は簡単なもので良くカットオフ周波数の精度も厳し
い必要はない、前記ＬＰＦ２９の挿入により、ＶＣＯ２
５の出力波形が方形波又は歪んだ波形であったとしても
ＬＰＦ２９の出力にはほぼ正弦波が得られ、π／２移相
器２６の利得を適当に選べば副搬送波ＣＷ１とＣＷ２と
して振幅のほぼ等しく、π／２位相のことなる正弦波が
得られる。従って、第１゜第２の位相検波器２１．２２
の位相検波動作でのアンバランスが少ないため、検波特
性の劣化を抑えることができ、復調誤差を少なく抑える
ことができる。
第２図は第２の発明に係る同期再生回路の一実施例を示
すブロック図である。この図に示す実施例も、４相−Ｐ
ＳＫ−ＰＣＭ信号を復調するための同期再生回路を示し
ている。
すブロック図である。この図に示す実施例も、４相−Ｐ
ＳＫ−ＰＣＭ信号を復調するための同期再生回路を示し
ている。
第２図においては、第６図の切換回路２３の出力端に電
流利得アンプ３０を挿入した構成としたものである。そ
の他の楕或は第６図と同様である。
流利得アンプ３０を挿入した構成としたものである。そ
の他の楕或は第６図と同様である。
この電流利得アンプ３０により、同期再生回路のループ
利得を増大でき、送られてくる搬送波周波数とＶＣＯ２
５のフリーラン周波数にずれがあったとしても、残留位
相誤差をループ利得に比例して削減できるため、復調誤
差を削減でき、■ＣＯＣリフラン周波数の無調整化が可
能となる。
利得を増大でき、送られてくる搬送波周波数とＶＣＯ２
５のフリーラン周波数にずれがあったとしても、残留位
相誤差をループ利得に比例して削減できるため、復調誤
差を削減でき、■ＣＯＣリフラン周波数の無調整化が可
能となる。
第３図は第２の発明に係る他の実施例を示すブロック図
である。
である。
第３図においては、第６図のノイズ除去用フィルタ２４
の出力端に利得アンプ３１を挿入したものである。これ
により、第２図と同様に同期再生回路のループ利得を増
大でき、第２図と同様な効果を得ることができる。
の出力端に利得アンプ３１を挿入したものである。これ
により、第２図と同様に同期再生回路のループ利得を増
大でき、第２図と同様な効果を得ることができる。
また、第２の発明の他の実施例として、第６図のノイズ
除去用フィルタ２４を積分器を用いた構成とすることに
より、低周波域の利得を高利得とし、第２図と同様な効
果を得ることができる。
除去用フィルタ２４を積分器を用いた構成とすることに
より、低周波域の利得を高利得とし、第２図と同様な効
果を得ることができる。
第４図は第３の発明に係る同期再生回路を示すブロック
図である。この図に示す実施例は、第１図の実施例と第
２図或いは第３図の実施例を組み合わせた回路構成とし
たものである。即ち、第６図の回路構成にＬＰＦ２９と
ｔ流利得アンプ３０を設けたものであり、位相検波特性
の劣化及び残留位相誤差を抑え、復調誤差の少ない高性
能な２ｎ相−ＰＳＫ、ＰＣＭ信号復調用の同期再生回路
を実現することができる。なお、電流利得アンプ３０に
代えてＬＰＦ２４の出力端に利得アンプ３１を配置した
り、ＬＰＦ２４を積分器を用いた構成としてもよいこと
は勿論である。
図である。この図に示す実施例は、第１図の実施例と第
２図或いは第３図の実施例を組み合わせた回路構成とし
たものである。即ち、第６図の回路構成にＬＰＦ２９と
ｔ流利得アンプ３０を設けたものであり、位相検波特性
の劣化及び残留位相誤差を抑え、復調誤差の少ない高性
能な２ｎ相−ＰＳＫ、ＰＣＭ信号復調用の同期再生回路
を実現することができる。なお、電流利得アンプ３０に
代えてＬＰＦ２４の出力端に利得アンプ３１を配置した
り、ＬＰＦ２４を積分器を用いた構成としてもよいこと
は勿論である。
［発明の効果］
以上述べたように本発明によれば、位相検波に用いる副
搬送波を歪むことなく再生できるので、位相検波におけ
る動作バランスを良くすることができ、検波特性の劣化
を抑えることができ、復調誤差の少ない２ｎ相−ＰＳＫ
−ＰＣＭ信号復調用の同期再生回路を実現することがで
きる。また、同期再生回路のループ利得を増大させるこ
とができるので、送られてくる搬送波周波数とＶＣＯの
フリーラン周波数が異っていても残留位相誤差を少なく
でき、フリーラン周波数の調整が不要でかつ復調誤差の
′少ない同期発生回路を実現できる。
搬送波を歪むことなく再生できるので、位相検波におけ
る動作バランスを良くすることができ、検波特性の劣化
を抑えることができ、復調誤差の少ない２ｎ相−ＰＳＫ
−ＰＣＭ信号復調用の同期再生回路を実現することがで
きる。また、同期再生回路のループ利得を増大させるこ
とができるので、送られてくる搬送波周波数とＶＣＯの
フリーラン周波数が異っていても残留位相誤差を少なく
でき、フリーラン周波数の調整が不要でかつ復調誤差の
′少ない同期発生回路を実現できる。
第１図は第１の発明に係る同期再生回路の一実施例の示
すブロック図、第２図は第２の発明に係る同期再生回路
の一実施例を示すブロック図、第３図は第２の発明の他
の実施例を示すブロック図、第４図は第３の発明に係る
同期再生回路の一実施例を示すブロック図、第５図は従
来の２ｎ相ＰＳＫ−ＰＣＭ信号復調用同期再生回路を示
すブロック図、第６図は従来の４相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信
号復調用同期再生回路を示すブロック図、第７図は第６
図のπ／２移相器の一例を示す回路図、第８図は第７図
の動作を説明する波形図である。 ２０・・・入力端子、２１．２２・・・位相検波器、２
３・・・切換回路、 ２４．２９・・・低域通過フィルタ、 ２５・・・電圧制御発振器、２６・・・π／２移相器、
２７・・・出力端子、３０・・・電流利得アンプ、３１
・・・利得アンプ。
すブロック図、第２図は第２の発明に係る同期再生回路
の一実施例を示すブロック図、第３図は第２の発明の他
の実施例を示すブロック図、第４図は第３の発明に係る
同期再生回路の一実施例を示すブロック図、第５図は従
来の２ｎ相ＰＳＫ−ＰＣＭ信号復調用同期再生回路を示
すブロック図、第６図は従来の４相−ＰＳＫ−ＰＣＭ信
号復調用同期再生回路を示すブロック図、第７図は第６
図のπ／２移相器の一例を示す回路図、第８図は第７図
の動作を説明する波形図である。 ２０・・・入力端子、２１．２２・・・位相検波器、２
３・・・切換回路、 ２４．２９・・・低域通過フィルタ、 ２５・・・電圧制御発振器、２６・・・π／２移相器、
２７・・・出力端子、３０・・・電流利得アンプ、３１
・・・利得アンプ。
Claims (3)
- （１）電圧制御発振器と、 それぞれ一方の入力端にはＰＳＫ方式による入力信号が
加えられる複数の位相検波器と、 この複数の位相検波器の他方の入力端子にそれぞれ前記
電圧制御発振器からの発振出力を、その基本波成分を通
過させる低域通過フィルタを通した後、互いに位相が異
なるように設定して入力する手段と、 前記複数の位相検波器の出力が入力され、それぞれの入
力信号間の位相誤差を検出する切換回路と、 この記切換回路の出力を平滑して前記電圧制御発振器の
制御端子に加えるフィルタと を具備したことを特徴とする同期再生回路。 - （２）電圧制御発振器と、 それぞれの一方の入力端にはＰＳＫ方式による入力信号
が加えられる複数の位相検波器と、この複数の位相検波
器の他方の入力端子にそれぞれ前記電圧制御発振器から
の発振出力を互いに位相が異なるように設定して入力す
る手段と、前記複数の位相検波器の出力が入力され、そ
れぞれの入力信号間の位相誤差を検出する切換回路と、 この切換回路の出力をフィルタで平滑すると共に増幅し
て前記電圧制御発振器の制御端子に加える手段と を具備したことを特徴とする同期発生回路。 - （３）電圧制御発振器と、 それぞれ一方の入力端にはＰＳＫ方式による入力信号が
加えられる複数の位相検波器と、 この複数の位相検波器の他方の入力端子にそれぞれ前記
電圧制御発振器からの発振出力を、その基本波成分を通
過させる低域通過フィルタを通した後、互いに位相が異
なるように設定して入力する手段と、 前記複数の位相検波器の出力が入力され、それぞれの入
力信号間の位相誤差を検出する切換回路と、 この切換回路の出力をフィルタで平滑すると共に増幅し
て前記電圧制御発振器の制御端子に加える手段と を具備したことを特徴とする同期発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2153188A JPH0444442A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 同期再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2153188A JPH0444442A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 同期再生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0444442A true JPH0444442A (ja) | 1992-02-14 |
Family
ID=15556972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2153188A Pending JPH0444442A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 同期再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0444442A (ja) |
-
1990
- 1990-06-11 JP JP2153188A patent/JPH0444442A/ja active Pending
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