JPH0447436B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0447436B2 JPH0447436B2 JP56208320A JP20832081A JPH0447436B2 JP H0447436 B2 JPH0447436 B2 JP H0447436B2 JP 56208320 A JP56208320 A JP 56208320A JP 20832081 A JP20832081 A JP 20832081A JP H0447436 B2 JPH0447436 B2 JP H0447436B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- output
- capacitor
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
発明の技術分野
この発明はたとえば高周波磁界を利用して負荷
であるところの調理鍋を誘導加熱することにより
その調理鍋内の食品を加熱調理する誘導加熱調理
器に関する。 発明の技術的背景 近時、この種の誘導加熱調理器にあつては、加
熱出力を連続的に可変し得るものが開発され、実
用化されつつある。 背景技術の問題点 ところで、このような誘導加熱調理器において
は、インバータ回路におけるトランジスタのスイ
ツチングによつて加熱出力の可変を行なうように
しており、つまり加熱出力の大小によつてトラン
ジスタのオン、オフタイミングに時間差が生じる
ものであり、そのオン、オフタイミングによつて
は加熱コイルとコンデンサとから成る共振回路か
ら異常に大きな電流がインバータ回路におけるト
ランジスタへ流れ、トランジスタに支障を与え、
さらには電力損失が増大したり、スイツチング時
の雑音が大きくなるなどの問題がある。 発明の目的 この発明は上記のような事情に鑑みてなされた
もので、その目的とするところは、インバータ回
路のトランジスタに異常に大きな電流が流れるこ
とがなく、安全性並びに信頼性の向上を可能とす
るすぐれた誘導加熱調理器を提供することにあ
る。 発明の概要 この発明は、直流電源に接続されて負荷を誘導
加熱する加熱コイルと、この加熱コイルに対して
直列に接続されたトランジスタを含むシングルエ
ンド形のインバータ回路と、このインバータ回路
の前記トランジスタが非導通している期間に前記
加熱コイルとで共振回路を形成するコンデンサ
と、前記インバータ回路の前記トランジスタを駆
動する駆動回路とを備えた誘導加熱調理器におい
て、CR時定数回路を主体にして構成され、充放
電を繰返す上記CR時定数回路におけるコンデン
サの両端電圧を前記駆動回路の駆動開始時点およ
び駆動期間の決定に供される信号として出力する
発振回路と、前記直流電源の出力電圧と前記トラ
ンジスタのコレクタ電圧との比較に基いて前記
CR時定数回路における前記コンデンサの放電開
始タイミングを制御して前記発振回路をトリガす
る同期回路と、前記CR時定数回路における前記
コンデンサが放電を開始した時点から再び充電を
開始する経過をたどる間の上記コンデンサの両端
電圧と外部から連続的に可変可能な設定電圧とを
比較し、この比較出力で前記駆動回路を制御する
出力設定回路とを設けることによつて、どのよう
に出力設定を行つても上記トランジスタのオンタ
イミングがコレクタ電圧の、たとえばほぼ零電位
時点で行われるようにしている。 発明の実施例 以下、この発明の一実施例について図面を参照
して説明する。第１図において、１は交流電源に
接続されるプラグで、このプラグ１には電流ヒユ
ーズ２および電源スイツチ３を介してトランジス
タ冷却用のフアンモータ４およびトランス５が接
続される。さらに、プラグ１には上記電流ヒユー
ズ２および電源スイツチ３を介してダイオードブ
リツヂの整流回路６、チヨークコイル７および平
渦用コンデンサ８から成る直流電源回路１５を介
して加熱コイル９とインバータ回路１０との直列
回路が接続される。このインバータ回路１０は、
NPN形トランジスタ１０ａ，１０ｂを主体とす
るシングルエンデツドタイプの構成となつてい
る。そして、このインバータ回路１０にはコンデ
ンサ１１およびダイオード１２がそれぞれ並列に
接続されており、そのコンデンサ１１と加熱コイ
ル９とで直列共振回路が形成される。 一方、２０は駆動回路で、この駆動回路２０は
出力設定回路４０を介して供給される発振回路６
０の出力によつて上記インバータ回路１０のトラ
ンジスタをオン、オフ駆動する。そして、直流電
源回路１５の出力電圧とインバータ回路１０にお
けるトランジスタのコレクタ電圧とがそれぞれ帰
還回路８０へ供給され、この帰還回路８０によつ
て上記発振回路６０がトリガされるようになつて
いる。つまり、加熱コイル９とコンデンサ１１と
の共振周波数に発振回路６０の発振周波数を同期
せしめるものである。出力設定回路４０は、出力
設定操作部（可変抵抗）１００を有しており、ま
たその設定出力を出力表示回路１２０で表示せし
めるようになつている。 また、１４０は入力電流検知回路で、前記電源
スイツチ３と直流電源回路１５との接続ラインに
設けられた電流トランス１４１によつて入力電流
を検知し、この入力電流に応じた電圧信号出力す
るものである。この入力電流検知回路１４０の出
力は、小物負荷検知回路１６０および異常電流検
知回路１８０へ供給される。小物負荷検知回路１
６０は、インバータ回路１０におけるトランジス
タのコレクタ電圧を内部の基準電圧発生用電源と
し、その基準電圧と入力電流検知回路１４０の出
力電圧とを比較し、この比較によつて負荷つまり
調理鍋の大きさが一定以下のものであるか否かを
検知するものである。異常電流検知回路１８０
は、入力電流検知回路１４０の出力により、負荷
電流が異常であるか否かを検知するものである。
しかして、小物負荷検知回路１６０が一定以下の
大きさの負荷を検知すると、また異常電流検知回
路１８０が負荷電流の異常を検知すると、その旨
が起動停止回路２００へ供給され、その起動停止
回路２００から出力設定回路４０へ起動停止指令
が供給されるようになつている。さらに、起動停
止回路２００は、過熱検知器２２０の検知出力に
も応動するようになつている。この過熱検知回路
２２０は、負荷の温度が一定以上になるとその旨
を上記起動停止回路２００へ指示するものであ
る。 なお、前記トランス５の２次側出力は電源回路
２４０に供給されるようになつており、この電源
回路２４０から上記駆動回路２０、出力設定回路
４０、発振回路６０、帰還回路８０、小物負荷検
知回路１６０および異常電流検知回路１８０へそ
れぞれ動作電圧が供給されるようになつている。 第２図は第１図を具体的に示すものである。第
２図において、電源回路２４０は、トランス５の
２次側出力を整流回路２４１，２４２で整流し、
かつ平滑コンデンサ２４３，２４４で平滑し、そ
の直流電圧を母線Ａ，Ｃ間および母線Ｂ，Ｃ間へ
それぞれ供給するとともに、その母線Ａ，Ｃ間に
得られる直流電圧をNPN形トラジスタ２４５、
抵抗２４６および定電圧ダイオード２４７によつ
て一定電圧に変換し、それを母線Ｄ，Ｃ間へ供給
するものである。しかして、母線Ａ，Ｃは駆動回
路２０、出力設定回路４０、発振回路６０および
出力表示回路１２０に接続される。また、母線Ｂ
はインバータ回路１０に接続される。さらに、母
線Ｄは駆動回路２０、出力設定回路４０、発振回
路６０、帰還回路８０、出力表示回路１２０、負
荷電流検知回路１４０、小物負荷検知回路１６
０、異常電流検知回路１８０および起動停止回路
２００に接続される。 発振回路６０は、いわゆる非安定マルチバイブ
レータであり、抵抗６１，６２およびコンデンサ
６３の直列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続し、抵抗６
２とコンデンサ６３との相互接続点に得られる電
圧を比較器６４の反転入力端（−）に供給する。
また、抵抗６５，６６の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間
に接続し、その抵抗６５，６６の相互接続点を抵
抗６７を介して上記比較器６４の出力端に接続す
る。さらに、抵抗６５，６６の相互接続点を比較
器６４の非反転入力端（＋）に接続する。そし
て、比較器６４の出力端と上記抵抗６１，６２の
相互接続点との間に図示極性のダイオード６８を
接続する。 出力設定回路４０は、半固定抵抗４１、前記出
力設定操作部であるところの可変抵抗１００、お
よび抵抗４２で直列回路を構成し、この直列回路
を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。さらに、抵抗４３お
よびコンデンサ４４の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に
接続し、その抵抗４３とコンデンサ４４との相互
接続点を図示極性のダイオード４５を介して上記
可変抵抗１００と抵抗４２との相互接続点に接続
する。そして、抵抗４３とコンデンサ４４との相
互接続点に得られる電圧を比較器４６の非反転入
力端（＋）で供給する。この比較器４６の反転入
力端（−）には上記発振回路６０の出力つまり抵
抗６２とコンデンサ６３との相互接続点に得られ
る電圧を供給する。また、抵抗４７，４８および
ダイオード４９の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続
し、その抵抗４８と定電圧ダイオード４９との相
互接続点を上記比較器４６の出力端に接続する。
そして、その抵抗４８とダイオード４９との相互
接続点に得られる電圧を抵抗５０を介して駆動回
路２０へ供給するようにしている。 駆動回路２０は、抵抗２１，２２、NPN形ト
ランジスタ２３のコレクタ・エミツタ間、および
抵抗２４の直列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続し、そ
のトランジスタ２３のベースに出力設定回路４０
の出力を供給する。さらに、抵抗２５とNPN形
トランジスタ２６のコレクタ・エミツタ間との直
列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続する。そして、トラ
ンジスタ２３のエミツタを抵抗２７を介してトラ
ンジスタ２６のベースに接続し、このトランジス
タ２６のベースは抵抗２８を介して母線Ｃに接続
する。また、PNP形トランジスタ２９のエミツ
タ・コレクタ間、抵抗３０、ダイオード３１、お
よびNPN形トランジスタ３２のコレクタ・エミ
ツタ間の直列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続する。そ
して、上記トランジスタ２９のベースを上記抵抗
２１，２２の相互接続点に接続する。トランジス
タ３２のコレクタにはNPN形トランジスタ３３
のコレクタを接続し、このトランジスタ３３のエ
ミツタをトランジスタ３２のベースに接続する。
さらに、トランジスタ３３のベースと上記トラン
ジスタ２６のコレクタとの間に抵抗３４とコンデ
ンサ３５との並列回路を接続する。 インバータ回路１０は、NPN形トランジスタ
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄおよびダイオー
ド１０ｅ，１０ｆでシングルエンデツドタイプの
回路を構成し、その各トランジスタを駆動回路２
０の出力つまり抵抗３０とダイオード３１との相
互接続点に得られる電圧によつてスイツチング動
作させるようにしている。 帰還回路８０は、ダイオード８１および抵抗８
２の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続し、そのダイ
オード８１と抵抗８２との相互接続点にインバー
タ回路１０におけるトランジスタのコレクタ電圧
Vxを抵抗８３を介して供給する。そして、その
相互接続点に得られる電圧を比較器８４の非反転
入力端（＋）に供給する。この比較器８４の反転
入力端（−）は抵抗８５を介して母線Ｃに接続
し、その反転入力端（−）と抵抗８５との相互接
続点に抵抗８６を介して直流電源回路１５の出力
電圧Vyを供給する。さらに、比較器８４の出力
端は、抵抗８７を介して母線Ｄに接続するととも
に、抵抗８８、コンデンサ８９および抵抗９０を
直列に介して母線Ｄに接続する。そのコンデンサ
８９と抵抗９０との相互接続点にはPNP形トラ
ンジスタ９１のベースを接続し、このトランジス
タ９１のエミツタ・コレクタ間を介して抵抗９
２，９３の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。
そして、抵抗９２，９３の相互接続点に得られる
電圧を比較器９４の反転入力端（−）へ供給す
る。この比較器９４の非反転入力端（＋）には前
記出力設定回路４０における抵抗４７，４８の相
互接続点に得られる電圧が供給される。しかし
て、比較器９４の出力端は発振回路６０における
比較器６４の出力端に接続される。 入力電流検知回路１４０は、抵抗１４１，１４
２，１４３の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続し、
その抵抗１４２，１４３にはコンデンサ１４４，
１４５をそれぞれ並列に接続する。そして、抵抗
１４２とコンデンサ１４４との並列回路にコンデ
ンサ１４５、抵抗１４６およびダイオード１４７
を介して前記電流トランス１４１の出力端を接続
する。 異常電流検知回路１８０は、抵抗１８１，１８
２，１８３の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続し、
その抵抗１８１，１８２の相互接続点に得られる
電圧を比較器１８４の非反転入力端（＋）へ供給
する。この比較器１８４の反転入力端（−）には
前記入力電流検知回路１４０におけるダイオード
１４８とコンデンサ１４４との相互接続点に得ら
れる電圧が供給される。 小物負荷検知回路１６０は、コンデンサ１６１
と抵抗１６２との並列回路の一端を母線Ｃに接続
し、この並列回路の他端にダイオード１６３およ
び抵抗１６４を直列に介してインバータ回路１０
における各トランジスタのコレクタ電圧を供給す
る。しかして、上記並列回路と抵抗１６４との相
互接続点と母線Ｃとの間に抵抗１６５，１６６お
よび半固定抵抗１６７の直列回路を接続する。半
固定抵抗１６７にはコンデンサ１６８を並列に接
続する。そして、半固定抵抗１６７の可動端子と
母線Ｃとの間に抵抗１６９およびコンデンサ１７
０の直列回路を接続し、その抵抗１６９にダイオ
ード１７１を並列に接続する。抵抗１６９とコン
デンサ１７０との相互接続点に得られる電圧を比
較器１７２の反転入力端（−）に供給し、この比
較器１７２の非反転入力端（＋）には入力電流検
知回路１４０におけるダイオード１４８とコンデ
ンサ１４４との相互接続点に得られる電圧を供給
する。また、出力設定回路４０における比較器４
６の出力端に得られる電圧を比較器１７３の非反
転入力端（＋）へ供給し、この比較器１７３の反
転入力端（−）には異常電流検知回路１８０にお
ける抵抗１８２，１８３の相互接続点に得られる
電圧を供給する。 起動停止回路２００は、負荷の温度に応動する
前記過熱検知器たとえばサーモスタツト２２０、
抵抗２０２、およびコンデンサ２０３の直列回路
を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。コンデンサ２０３に
は抵抗２０４を並列に接続する。そして、抵抗２
０２とコンデンサ２０３および抵抗２０４の並列
回路との相互接続点に得られる電圧を比較器２０
４の非反転入力端（＋）へ供給する。この比較器
２０４の反転入力端（−）には異常電流検知回路
１８０における抵抗１８１，１８２の相互接続点
に得られる電圧を供給する。しかして、比較器２
０４の出力端を前記出力設定回路４０における抵
抗４３とコンデンサ４４との相互接続点に接続す
る。 出力表示回路１２０は、加熱コイル９が動作中
であるか否かを表示するための発光ダイオード１
２１を抵抗１２２およびNPN形トランジスタ１
２３のコレクタ・エミツタ間を直列に介して母線
Ａ，Ｃ間に接続する。そして、トランジスタ１２
３のベースを抵抗１２４を介して出力設定回路４
０における抵抗４３とコンデンサ４４との相互接
続点に接続する。また、発光ダイオード１２５，
１２５，…１２５をそれぞれ抵抗１２６，１２
６，…１２６を介してレベルメータ１２７に接続
し、これら回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。レベ
ルメータ１２７は、出力設定回路４０における可
変抵抗１００と抵抗４２との相互接続点に得られ
る電圧を入力としており、その入力電圧のレベル
に応じて上記各発光ダイオード１２５，１２５，
…１２５を選択的に作動せしめるものであり、た
とえばTA7655Pと称する東芝製レベルメータ用
ICを用いている。 次に、上記のような構成において動作を説明す
る。 まず、加熱コイル９に対して負荷つまり調理鍋
（図示しない）をセツトするとともに、可変抵抗
１００を操作して出力を設定し、電源スイツチ３
をオンする。 すると、発振回路６０において、第３図に示す
ように、抵抗６１，６２を通してコンデンサ６３
が充電され、その充電電圧Vcが抵抗６５，６６
の相互接続点に得られる電圧Vref1に達すると、
比較器６４の出力が低電圧となり、その比較器６
４の電源ライン（図示しない）を介して抵抗６
６，６７が並列に接続される。つまり、比較器６
４の非反転入力端（＋）に入力される電圧が
Vref1よりも低いVref2となる。すると、コンデン
サ６３の充電電圧Vcは抵抗６２、ダイオード６
８および比較器６４の電源ラインを通して放電さ
れる。こうして、コンデンサ６３の充電電圧Vc
が電圧Vref2以下になると、再びコンデンサ６３
の充電が開始され、以後コンデンサ６３の充・放
電が繰返される。つまり、コンデンサ６３の充電
電圧Vcが発振出力となる。 一方、出力設定回路４０においては、第４図ａ
に示すように、可変抵抗１００の操作に応じて上
限e1から下限e2までの電圧が比較器４６の非反転
入力端（＋）へ供給される。そして、比較器４６
の反転入力端（−）には発振回路６０の発振出力
つまりコンデンサ６３の充電電圧Vcが供給され
る。こうして、比較器４６の出力は、第４図ｂに
示すように、周期Ｔをもつて変化し、そのオン、
オフデユーテイは可変抵抗１００の操作に基づく
出力設定値に応じて定まる。この場合、周期Ｔは
たとえば50μsとなるように設計される。 したがつて、駆動回路２０は、出力設定回路４
０の出力つまり比較器４６の出力に応じてインバ
ータ回路１０のトランジスタをオン、オフ駆動
し、加熱コイル９へ高周波電流を供給する。そし
て、加熱コイル９から発せられる高周波磁界が調
理鍋に与えられ、その調理鍋が渦電流損を生じて
自己発熱し、食品が加熱される。 このとき、帰還回路８０には第５図ａに示すよ
うなインバータ回路１０におけるトランジスタの
コレクタ電圧Vxおよび直流電源回路１５の出力
電圧Vyがそれぞれ供給される。しかして、帰還
回路８０は、次の動作を行なう。すなわち、第５
図ｂに示すように、コレクタ電圧Vxをダイオー
ド８１および抵抗８２，８３によつて比較器入力
可能な電圧g1に変換する。さらに、直流出力電圧
Vyを抵抗８５，８６によつて電圧g2に変換する。
そして、比較器８４において上記電圧g1，g2を比
較することにより、その比較器８４から加熱コイ
ル９とコンデンサ１１とによる共振周波数に同期
した第５図ｃに示す信号を得る。この信号は、抵
抗８８，９０、コンデンサ８９およびトランジス
タ９１などによつて構成される微分回路で微分さ
れ、第５図ｄに示すような時間幅t1の信号とな
る。この微分信号は抵抗９２，９３で分圧される
ことにより第５図ｅに示すレベルの信号となり、
比較器９４の反転入力端（−）へ供給される。こ
の比較器９４の非反転入力端（＋）には、出力設
定回路４０の出力信号（第５図ｅに破線で示す）
が供給されている。こうして、第５図ｆに示すよ
うに、時間幅t2（t2＜t1）だけ低レベルとなる信号
が比較器９４から出力され、それがトリガ信号と
して発振回路６０へ供給される。したがつて、比
較器９４の出力が低レベルになると、その比較器
９４の電源ラインを通して発振回路６０における
抵抗６６，６７が並列に接続され、比較器６４の
非反転入力端（＋）に入力される電圧が強制的に
Vref2まで低下する。これをきつかけとし、比較
器６４の出力は論理“０”となり、その比較器６
４の電源ラインを通してコンデンサ６３の充電電
圧Vcが放電される。そして、充電電圧Vcが電圧
Vref2以下になると、再びコンデンサ６３の充電
が開始される。すなわち、発振回路６０の発振出
力は第５図ｇに示す信号となり、その発振周波数
が加熱コイル９とコンデンサ１１とによる共振周
波数に同期し、インバータ回路１０におけるロス
の少ないスイツチングを行なうことができる。 ここで、第６図ａはインバータ回路１０におけ
るトランジスタのコレクタ電圧Vxの変化を示す
ものである。すなわち、設定出力最大では図示一
点鎖線の変化となり、設定出力最小では図示実線
の変化となる。ところで、設定出力最大時におけ
るコレクタ電圧Vx(MAX)と直流電源回路１５の出
力電圧Vyとの交点はβであり、前述したように、
その交点βをもつて第５図ｄに示した時間幅t1の
パルスが発生し、それに同期して発振回路６０が
トリガされる。また、設定出力最小時におけるコ
レクタ電圧Vx(MIN)と直流電源回路１５の出力電圧
Vyとの交点はβ′でありその交点β′をもつて時間幅
t1のパルスが発生し、それに同期して発振回路６
０がトリガされる。この設定出力最小時において
は、第６図ａから明らかなように、交点β′がコレ
クタ電圧Vxの零電位点に対してαの時間差を有
している。したがつて、もし、β′の時点でトラン
ジスタ１０ａ，１０ｂがオンした場合には、共振
回路を形成しているコンデンサ１１からインバー
タ回路１０の各トランジスタに対して異常に大き
な電流が流れ、その各トランジスタに支障を与
え、さらには電力損失が増大したり、スイツチン
グ時の雑音が大きくなるなどの問題がある。そこ
で、この発明では、そのような危険を発振回路６
０におけるコンデンサ６３の放電時定数と出力設
定回路４０における設定電圧e1〜e2の変化とを利
用して回避させるようにしている。すなわち、第
６図ｂは設定出力最大時および設定出力最小時の
コンデンサ６３の充電電圧Vcの変化を示すもの
である。これから明らかなように、設定出力最小
時の充電電圧Vc(MIN)は、交点β′からγ時間遅れて
最小時設定電圧e2と交わることとなり、その交点
は設定出力最大時の充電電圧Vc(MAX)と最大時設定
電圧e1との交点に略一致する。したがつて、設定
出力最小時から設定出力最大時に至るまで同一時
点、たとえばコレクタ電圧Vxがほぼ零電位の時
点でトランジスタ１０ａ，１０ｂをオン動作させ
ることができ、コンデンサ１１からインバータ回
路１０の各トランジスタに異常に大きな電流が流
れることはない。よつて、上記したような問題を
未然に防止できる。 つぎに、無負荷検知について述べる。電流トラ
ンス４１は、電源電流に応じた電圧を出力し、こ
の出力電圧は負荷電流検知回路１４０で整流され
る。ところで、入力電流検知回路１４０には、抵
抗１４１，１４２，１４３によつてわずかなバイ
アス電圧が与えられており、電源投入時（まだイ
ンバータ回路１０が動作していないとき）には小
物負荷検知回路１６０における比較器１７２の出
力が必らず論理“１”を保つように構成されてい
る。小物負荷検知回路１６０は、まずダイオード
１６３、抵抗１６４，１６２、コンデンサ１６１
によつてインバータ回路１０におけるトランジス
タのコレクタ電圧を降圧し且つ平滑することによ
り、設定出力には影響を受けないが電源電圧に比
例した値の電圧を得る。この電圧は、比較器１７
３により、出力設定回路４０の出力に同期して変
化する。そして、この電圧はコンデンサ１６８で
平滑される。ここで、コンデンサ１６８の電圧
Vkと負荷電流検知回路１４０の出力電圧Vlとの
関係を第７図に示す。しかして、電圧Vkは、半
固定抵抗１６７により電圧Vlよりも低い電位とな
るように調節され、基準電圧として比較器１７２
へ供給される。こうして、入力電流検知回路１４
０の出力電圧Vlと上記基準電圧Vkとが比較器１
７２において比較されることになる。つまり、負
荷（調理鍋）がセツトされていなかつたり、ある
いは負荷の大きさが一定以下のとき、電圧Vlが基
準電圧Vk以下となつて比較器１７２の出力が論
理“０”となる。すると、起動停止回路２００に
おけるコンデンサ２０３の充電電圧が放電され、
比較器２０５の出力が論理“０”となる。この比
較器２０５の出力が論理“０”になると、出力設
定回路４０におけるコンデンサ４４に対する放電
路が形成され、出力設定回路４０は発振回路６０
の出力に影響を受けることなく論理“０”出力を
維持する。よつて、インバータ回路１０は動作せ
ず、加熱動作が禁止される。この場合、基準電圧
Vkの変化に影響を受けることなくコンデンサ２
０３の十分な放電を可能とするため、小物負荷検
知回路１６０において抵抗１６９およびコンデン
サ１７０により遅延回路を構成している。なお、
起動停止回路２００は、電源投入時、コンデンサ
２０３の充電が開始され、その充電電圧が十分に
なされると比較器２０５の出力が論理“１”とな
り、出力設定回路４０における比較器４６の非反
転入力端電圧を発振回路６０における発振電圧
Vref2以上とし、これによりインバータ回路１０
の動作を可能とする。そして、前述したような負
荷の異常時、あるいは負荷の異常温度上昇時、コ
ンデンサ２０３の充電電圧放電によつて比較器２
０５の出力を論理“０”とし、これにより加熱動
作を禁止するものである。 また、検知される負荷電流が異常に大きくなる
と、異常電流検知回路１８０における比較器１８
４の出力が論理“０”となり、起動停止回路２０
０によつて加熱動作が禁止される。 一方、出力表示回路１２０は、出力コイル９へ
の通電がなされているとき、出力設定回路４０に
おけるコンデンサ４４の充電電圧によつてトラン
ジスタ１２３がオンし、発光ダイオード１２１を
動作させる。また、可変抵抗１００の操作に基づ
く設定電圧に応じてレベルメータ１２７が動作
し、設定出力に応じた任意の発光ダイオード１２
５が動作する。 つぎに、交流電源電圧の変動に対する動作につ
いて述べる。発振回路６０におけるコンデンサ６
３の充電電圧Vcは下式で表わされる。 ここで、Ｅは引加電圧、Ｃはコンデンサ６３の
容量、Ｒは抵抗６１，６２の合成抵抗である。 すなわち、コンデンサ６３の充電電圧Vcは引
加電圧Ｅに対するCR時定数をもつてなされるも
のである。この場合、引加電圧Ｅは母線Ａ，Ｃ間
に得られるものであるから交流電源電圧に対応し
ており、よつてコンデンサ６３の充電電圧Vcも
交流電源電圧に対応する。第８図ａは充電電圧
Vcの変化を示すものであり、交流電源電圧が高
くなると図示一点鎖線のようにVref2からVref1へ
の到達時間が短かく、交流電源電圧が低くなると
図示実線あるいは図示二点鎖線のようにVref2か
らVref1への到達時間が長くなる。このとき、可
変抵抗１００の操作に基づく出力設定回路４０の
コンデンサ４４の充電電圧がｅとすれば、インバ
ータ回路１０に対する駆動パルスは第８図ａの各
波形に対して第８図ｂ，ｃ，ｄのようになる。つ
まり、交流電源電圧の変動にかかわらずインバー
タ回路１０に対する駆動パルス幅を略一致させる
ことができ、よつて出力の変動を抑えることがで
きるものである。ここで、下記表は、交流電源電
圧の変動に対する出力状態の変化を実験により得
たものであり、従来回路に比較してこの発明回路
の方が出力変化が少ないことが判かる。
であるところの調理鍋を誘導加熱することにより
その調理鍋内の食品を加熱調理する誘導加熱調理
器に関する。 発明の技術的背景 近時、この種の誘導加熱調理器にあつては、加
熱出力を連続的に可変し得るものが開発され、実
用化されつつある。 背景技術の問題点 ところで、このような誘導加熱調理器において
は、インバータ回路におけるトランジスタのスイ
ツチングによつて加熱出力の可変を行なうように
しており、つまり加熱出力の大小によつてトラン
ジスタのオン、オフタイミングに時間差が生じる
ものであり、そのオン、オフタイミングによつて
は加熱コイルとコンデンサとから成る共振回路か
ら異常に大きな電流がインバータ回路におけるト
ランジスタへ流れ、トランジスタに支障を与え、
さらには電力損失が増大したり、スイツチング時
の雑音が大きくなるなどの問題がある。 発明の目的 この発明は上記のような事情に鑑みてなされた
もので、その目的とするところは、インバータ回
路のトランジスタに異常に大きな電流が流れるこ
とがなく、安全性並びに信頼性の向上を可能とす
るすぐれた誘導加熱調理器を提供することにあ
る。 発明の概要 この発明は、直流電源に接続されて負荷を誘導
加熱する加熱コイルと、この加熱コイルに対して
直列に接続されたトランジスタを含むシングルエ
ンド形のインバータ回路と、このインバータ回路
の前記トランジスタが非導通している期間に前記
加熱コイルとで共振回路を形成するコンデンサ
と、前記インバータ回路の前記トランジスタを駆
動する駆動回路とを備えた誘導加熱調理器におい
て、CR時定数回路を主体にして構成され、充放
電を繰返す上記CR時定数回路におけるコンデン
サの両端電圧を前記駆動回路の駆動開始時点およ
び駆動期間の決定に供される信号として出力する
発振回路と、前記直流電源の出力電圧と前記トラ
ンジスタのコレクタ電圧との比較に基いて前記
CR時定数回路における前記コンデンサの放電開
始タイミングを制御して前記発振回路をトリガす
る同期回路と、前記CR時定数回路における前記
コンデンサが放電を開始した時点から再び充電を
開始する経過をたどる間の上記コンデンサの両端
電圧と外部から連続的に可変可能な設定電圧とを
比較し、この比較出力で前記駆動回路を制御する
出力設定回路とを設けることによつて、どのよう
に出力設定を行つても上記トランジスタのオンタ
イミングがコレクタ電圧の、たとえばほぼ零電位
時点で行われるようにしている。 発明の実施例 以下、この発明の一実施例について図面を参照
して説明する。第１図において、１は交流電源に
接続されるプラグで、このプラグ１には電流ヒユ
ーズ２および電源スイツチ３を介してトランジス
タ冷却用のフアンモータ４およびトランス５が接
続される。さらに、プラグ１には上記電流ヒユー
ズ２および電源スイツチ３を介してダイオードブ
リツヂの整流回路６、チヨークコイル７および平
渦用コンデンサ８から成る直流電源回路１５を介
して加熱コイル９とインバータ回路１０との直列
回路が接続される。このインバータ回路１０は、
NPN形トランジスタ１０ａ，１０ｂを主体とす
るシングルエンデツドタイプの構成となつてい
る。そして、このインバータ回路１０にはコンデ
ンサ１１およびダイオード１２がそれぞれ並列に
接続されており、そのコンデンサ１１と加熱コイ
ル９とで直列共振回路が形成される。 一方、２０は駆動回路で、この駆動回路２０は
出力設定回路４０を介して供給される発振回路６
０の出力によつて上記インバータ回路１０のトラ
ンジスタをオン、オフ駆動する。そして、直流電
源回路１５の出力電圧とインバータ回路１０にお
けるトランジスタのコレクタ電圧とがそれぞれ帰
還回路８０へ供給され、この帰還回路８０によつ
て上記発振回路６０がトリガされるようになつて
いる。つまり、加熱コイル９とコンデンサ１１と
の共振周波数に発振回路６０の発振周波数を同期
せしめるものである。出力設定回路４０は、出力
設定操作部（可変抵抗）１００を有しており、ま
たその設定出力を出力表示回路１２０で表示せし
めるようになつている。 また、１４０は入力電流検知回路で、前記電源
スイツチ３と直流電源回路１５との接続ラインに
設けられた電流トランス１４１によつて入力電流
を検知し、この入力電流に応じた電圧信号出力す
るものである。この入力電流検知回路１４０の出
力は、小物負荷検知回路１６０および異常電流検
知回路１８０へ供給される。小物負荷検知回路１
６０は、インバータ回路１０におけるトランジス
タのコレクタ電圧を内部の基準電圧発生用電源と
し、その基準電圧と入力電流検知回路１４０の出
力電圧とを比較し、この比較によつて負荷つまり
調理鍋の大きさが一定以下のものであるか否かを
検知するものである。異常電流検知回路１８０
は、入力電流検知回路１４０の出力により、負荷
電流が異常であるか否かを検知するものである。
しかして、小物負荷検知回路１６０が一定以下の
大きさの負荷を検知すると、また異常電流検知回
路１８０が負荷電流の異常を検知すると、その旨
が起動停止回路２００へ供給され、その起動停止
回路２００から出力設定回路４０へ起動停止指令
が供給されるようになつている。さらに、起動停
止回路２００は、過熱検知器２２０の検知出力に
も応動するようになつている。この過熱検知回路
２２０は、負荷の温度が一定以上になるとその旨
を上記起動停止回路２００へ指示するものであ
る。 なお、前記トランス５の２次側出力は電源回路
２４０に供給されるようになつており、この電源
回路２４０から上記駆動回路２０、出力設定回路
４０、発振回路６０、帰還回路８０、小物負荷検
知回路１６０および異常電流検知回路１８０へそ
れぞれ動作電圧が供給されるようになつている。 第２図は第１図を具体的に示すものである。第
２図において、電源回路２４０は、トランス５の
２次側出力を整流回路２４１，２４２で整流し、
かつ平滑コンデンサ２４３，２４４で平滑し、そ
の直流電圧を母線Ａ，Ｃ間および母線Ｂ，Ｃ間へ
それぞれ供給するとともに、その母線Ａ，Ｃ間に
得られる直流電圧をNPN形トラジスタ２４５、
抵抗２４６および定電圧ダイオード２４７によつ
て一定電圧に変換し、それを母線Ｄ，Ｃ間へ供給
するものである。しかして、母線Ａ，Ｃは駆動回
路２０、出力設定回路４０、発振回路６０および
出力表示回路１２０に接続される。また、母線Ｂ
はインバータ回路１０に接続される。さらに、母
線Ｄは駆動回路２０、出力設定回路４０、発振回
路６０、帰還回路８０、出力表示回路１２０、負
荷電流検知回路１４０、小物負荷検知回路１６
０、異常電流検知回路１８０および起動停止回路
２００に接続される。 発振回路６０は、いわゆる非安定マルチバイブ
レータであり、抵抗６１，６２およびコンデンサ
６３の直列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続し、抵抗６
２とコンデンサ６３との相互接続点に得られる電
圧を比較器６４の反転入力端（−）に供給する。
また、抵抗６５，６６の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間
に接続し、その抵抗６５，６６の相互接続点を抵
抗６７を介して上記比較器６４の出力端に接続す
る。さらに、抵抗６５，６６の相互接続点を比較
器６４の非反転入力端（＋）に接続する。そし
て、比較器６４の出力端と上記抵抗６１，６２の
相互接続点との間に図示極性のダイオード６８を
接続する。 出力設定回路４０は、半固定抵抗４１、前記出
力設定操作部であるところの可変抵抗１００、お
よび抵抗４２で直列回路を構成し、この直列回路
を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。さらに、抵抗４３お
よびコンデンサ４４の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に
接続し、その抵抗４３とコンデンサ４４との相互
接続点を図示極性のダイオード４５を介して上記
可変抵抗１００と抵抗４２との相互接続点に接続
する。そして、抵抗４３とコンデンサ４４との相
互接続点に得られる電圧を比較器４６の非反転入
力端（＋）で供給する。この比較器４６の反転入
力端（−）には上記発振回路６０の出力つまり抵
抗６２とコンデンサ６３との相互接続点に得られ
る電圧を供給する。また、抵抗４７，４８および
ダイオード４９の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続
し、その抵抗４８と定電圧ダイオード４９との相
互接続点を上記比較器４６の出力端に接続する。
そして、その抵抗４８とダイオード４９との相互
接続点に得られる電圧を抵抗５０を介して駆動回
路２０へ供給するようにしている。 駆動回路２０は、抵抗２１，２２、NPN形ト
ランジスタ２３のコレクタ・エミツタ間、および
抵抗２４の直列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続し、そ
のトランジスタ２３のベースに出力設定回路４０
の出力を供給する。さらに、抵抗２５とNPN形
トランジスタ２６のコレクタ・エミツタ間との直
列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続する。そして、トラ
ンジスタ２３のエミツタを抵抗２７を介してトラ
ンジスタ２６のベースに接続し、このトランジス
タ２６のベースは抵抗２８を介して母線Ｃに接続
する。また、PNP形トランジスタ２９のエミツ
タ・コレクタ間、抵抗３０、ダイオード３１、お
よびNPN形トランジスタ３２のコレクタ・エミ
ツタ間の直列回路を母線Ａ，Ｃ間に接続する。そ
して、上記トランジスタ２９のベースを上記抵抗
２１，２２の相互接続点に接続する。トランジス
タ３２のコレクタにはNPN形トランジスタ３３
のコレクタを接続し、このトランジスタ３３のエ
ミツタをトランジスタ３２のベースに接続する。
さらに、トランジスタ３３のベースと上記トラン
ジスタ２６のコレクタとの間に抵抗３４とコンデ
ンサ３５との並列回路を接続する。 インバータ回路１０は、NPN形トランジスタ
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄおよびダイオー
ド１０ｅ，１０ｆでシングルエンデツドタイプの
回路を構成し、その各トランジスタを駆動回路２
０の出力つまり抵抗３０とダイオード３１との相
互接続点に得られる電圧によつてスイツチング動
作させるようにしている。 帰還回路８０は、ダイオード８１および抵抗８
２の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続し、そのダイ
オード８１と抵抗８２との相互接続点にインバー
タ回路１０におけるトランジスタのコレクタ電圧
Vxを抵抗８３を介して供給する。そして、その
相互接続点に得られる電圧を比較器８４の非反転
入力端（＋）に供給する。この比較器８４の反転
入力端（−）は抵抗８５を介して母線Ｃに接続
し、その反転入力端（−）と抵抗８５との相互接
続点に抵抗８６を介して直流電源回路１５の出力
電圧Vyを供給する。さらに、比較器８４の出力
端は、抵抗８７を介して母線Ｄに接続するととも
に、抵抗８８、コンデンサ８９および抵抗９０を
直列に介して母線Ｄに接続する。そのコンデンサ
８９と抵抗９０との相互接続点にはPNP形トラ
ンジスタ９１のベースを接続し、このトランジス
タ９１のエミツタ・コレクタ間を介して抵抗９
２，９３の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。
そして、抵抗９２，９３の相互接続点に得られる
電圧を比較器９４の反転入力端（−）へ供給す
る。この比較器９４の非反転入力端（＋）には前
記出力設定回路４０における抵抗４７，４８の相
互接続点に得られる電圧が供給される。しかし
て、比較器９４の出力端は発振回路６０における
比較器６４の出力端に接続される。 入力電流検知回路１４０は、抵抗１４１，１４
２，１４３の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続し、
その抵抗１４２，１４３にはコンデンサ１４４，
１４５をそれぞれ並列に接続する。そして、抵抗
１４２とコンデンサ１４４との並列回路にコンデ
ンサ１４５、抵抗１４６およびダイオード１４７
を介して前記電流トランス１４１の出力端を接続
する。 異常電流検知回路１８０は、抵抗１８１，１８
２，１８３の直列回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続し、
その抵抗１８１，１８２の相互接続点に得られる
電圧を比較器１８４の非反転入力端（＋）へ供給
する。この比較器１８４の反転入力端（−）には
前記入力電流検知回路１４０におけるダイオード
１４８とコンデンサ１４４との相互接続点に得ら
れる電圧が供給される。 小物負荷検知回路１６０は、コンデンサ１６１
と抵抗１６２との並列回路の一端を母線Ｃに接続
し、この並列回路の他端にダイオード１６３およ
び抵抗１６４を直列に介してインバータ回路１０
における各トランジスタのコレクタ電圧を供給す
る。しかして、上記並列回路と抵抗１６４との相
互接続点と母線Ｃとの間に抵抗１６５，１６６お
よび半固定抵抗１６７の直列回路を接続する。半
固定抵抗１６７にはコンデンサ１６８を並列に接
続する。そして、半固定抵抗１６７の可動端子と
母線Ｃとの間に抵抗１６９およびコンデンサ１７
０の直列回路を接続し、その抵抗１６９にダイオ
ード１７１を並列に接続する。抵抗１６９とコン
デンサ１７０との相互接続点に得られる電圧を比
較器１７２の反転入力端（−）に供給し、この比
較器１７２の非反転入力端（＋）には入力電流検
知回路１４０におけるダイオード１４８とコンデ
ンサ１４４との相互接続点に得られる電圧を供給
する。また、出力設定回路４０における比較器４
６の出力端に得られる電圧を比較器１７３の非反
転入力端（＋）へ供給し、この比較器１７３の反
転入力端（−）には異常電流検知回路１８０にお
ける抵抗１８２，１８３の相互接続点に得られる
電圧を供給する。 起動停止回路２００は、負荷の温度に応動する
前記過熱検知器たとえばサーモスタツト２２０、
抵抗２０２、およびコンデンサ２０３の直列回路
を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。コンデンサ２０３に
は抵抗２０４を並列に接続する。そして、抵抗２
０２とコンデンサ２０３および抵抗２０４の並列
回路との相互接続点に得られる電圧を比較器２０
４の非反転入力端（＋）へ供給する。この比較器
２０４の反転入力端（−）には異常電流検知回路
１８０における抵抗１８１，１８２の相互接続点
に得られる電圧を供給する。しかして、比較器２
０４の出力端を前記出力設定回路４０における抵
抗４３とコンデンサ４４との相互接続点に接続す
る。 出力表示回路１２０は、加熱コイル９が動作中
であるか否かを表示するための発光ダイオード１
２１を抵抗１２２およびNPN形トランジスタ１
２３のコレクタ・エミツタ間を直列に介して母線
Ａ，Ｃ間に接続する。そして、トランジスタ１２
３のベースを抵抗１２４を介して出力設定回路４
０における抵抗４３とコンデンサ４４との相互接
続点に接続する。また、発光ダイオード１２５，
１２５，…１２５をそれぞれ抵抗１２６，１２
６，…１２６を介してレベルメータ１２７に接続
し、これら回路を母線Ｄ，Ｃ間に接続する。レベ
ルメータ１２７は、出力設定回路４０における可
変抵抗１００と抵抗４２との相互接続点に得られ
る電圧を入力としており、その入力電圧のレベル
に応じて上記各発光ダイオード１２５，１２５，
…１２５を選択的に作動せしめるものであり、た
とえばTA7655Pと称する東芝製レベルメータ用
ICを用いている。 次に、上記のような構成において動作を説明す
る。 まず、加熱コイル９に対して負荷つまり調理鍋
（図示しない）をセツトするとともに、可変抵抗
１００を操作して出力を設定し、電源スイツチ３
をオンする。 すると、発振回路６０において、第３図に示す
ように、抵抗６１，６２を通してコンデンサ６３
が充電され、その充電電圧Vcが抵抗６５，６６
の相互接続点に得られる電圧Vref1に達すると、
比較器６４の出力が低電圧となり、その比較器６
４の電源ライン（図示しない）を介して抵抗６
６，６７が並列に接続される。つまり、比較器６
４の非反転入力端（＋）に入力される電圧が
Vref1よりも低いVref2となる。すると、コンデン
サ６３の充電電圧Vcは抵抗６２、ダイオード６
８および比較器６４の電源ラインを通して放電さ
れる。こうして、コンデンサ６３の充電電圧Vc
が電圧Vref2以下になると、再びコンデンサ６３
の充電が開始され、以後コンデンサ６３の充・放
電が繰返される。つまり、コンデンサ６３の充電
電圧Vcが発振出力となる。 一方、出力設定回路４０においては、第４図ａ
に示すように、可変抵抗１００の操作に応じて上
限e1から下限e2までの電圧が比較器４６の非反転
入力端（＋）へ供給される。そして、比較器４６
の反転入力端（−）には発振回路６０の発振出力
つまりコンデンサ６３の充電電圧Vcが供給され
る。こうして、比較器４６の出力は、第４図ｂに
示すように、周期Ｔをもつて変化し、そのオン、
オフデユーテイは可変抵抗１００の操作に基づく
出力設定値に応じて定まる。この場合、周期Ｔは
たとえば50μsとなるように設計される。 したがつて、駆動回路２０は、出力設定回路４
０の出力つまり比較器４６の出力に応じてインバ
ータ回路１０のトランジスタをオン、オフ駆動
し、加熱コイル９へ高周波電流を供給する。そし
て、加熱コイル９から発せられる高周波磁界が調
理鍋に与えられ、その調理鍋が渦電流損を生じて
自己発熱し、食品が加熱される。 このとき、帰還回路８０には第５図ａに示すよ
うなインバータ回路１０におけるトランジスタの
コレクタ電圧Vxおよび直流電源回路１５の出力
電圧Vyがそれぞれ供給される。しかして、帰還
回路８０は、次の動作を行なう。すなわち、第５
図ｂに示すように、コレクタ電圧Vxをダイオー
ド８１および抵抗８２，８３によつて比較器入力
可能な電圧g1に変換する。さらに、直流出力電圧
Vyを抵抗８５，８６によつて電圧g2に変換する。
そして、比較器８４において上記電圧g1，g2を比
較することにより、その比較器８４から加熱コイ
ル９とコンデンサ１１とによる共振周波数に同期
した第５図ｃに示す信号を得る。この信号は、抵
抗８８，９０、コンデンサ８９およびトランジス
タ９１などによつて構成される微分回路で微分さ
れ、第５図ｄに示すような時間幅t1の信号とな
る。この微分信号は抵抗９２，９３で分圧される
ことにより第５図ｅに示すレベルの信号となり、
比較器９４の反転入力端（−）へ供給される。こ
の比較器９４の非反転入力端（＋）には、出力設
定回路４０の出力信号（第５図ｅに破線で示す）
が供給されている。こうして、第５図ｆに示すよ
うに、時間幅t2（t2＜t1）だけ低レベルとなる信号
が比較器９４から出力され、それがトリガ信号と
して発振回路６０へ供給される。したがつて、比
較器９４の出力が低レベルになると、その比較器
９４の電源ラインを通して発振回路６０における
抵抗６６，６７が並列に接続され、比較器６４の
非反転入力端（＋）に入力される電圧が強制的に
Vref2まで低下する。これをきつかけとし、比較
器６４の出力は論理“０”となり、その比較器６
４の電源ラインを通してコンデンサ６３の充電電
圧Vcが放電される。そして、充電電圧Vcが電圧
Vref2以下になると、再びコンデンサ６３の充電
が開始される。すなわち、発振回路６０の発振出
力は第５図ｇに示す信号となり、その発振周波数
が加熱コイル９とコンデンサ１１とによる共振周
波数に同期し、インバータ回路１０におけるロス
の少ないスイツチングを行なうことができる。 ここで、第６図ａはインバータ回路１０におけ
るトランジスタのコレクタ電圧Vxの変化を示す
ものである。すなわち、設定出力最大では図示一
点鎖線の変化となり、設定出力最小では図示実線
の変化となる。ところで、設定出力最大時におけ
るコレクタ電圧Vx(MAX)と直流電源回路１５の出
力電圧Vyとの交点はβであり、前述したように、
その交点βをもつて第５図ｄに示した時間幅t1の
パルスが発生し、それに同期して発振回路６０が
トリガされる。また、設定出力最小時におけるコ
レクタ電圧Vx(MIN)と直流電源回路１５の出力電圧
Vyとの交点はβ′でありその交点β′をもつて時間幅
t1のパルスが発生し、それに同期して発振回路６
０がトリガされる。この設定出力最小時において
は、第６図ａから明らかなように、交点β′がコレ
クタ電圧Vxの零電位点に対してαの時間差を有
している。したがつて、もし、β′の時点でトラン
ジスタ１０ａ，１０ｂがオンした場合には、共振
回路を形成しているコンデンサ１１からインバー
タ回路１０の各トランジスタに対して異常に大き
な電流が流れ、その各トランジスタに支障を与
え、さらには電力損失が増大したり、スイツチン
グ時の雑音が大きくなるなどの問題がある。そこ
で、この発明では、そのような危険を発振回路６
０におけるコンデンサ６３の放電時定数と出力設
定回路４０における設定電圧e1〜e2の変化とを利
用して回避させるようにしている。すなわち、第
６図ｂは設定出力最大時および設定出力最小時の
コンデンサ６３の充電電圧Vcの変化を示すもの
である。これから明らかなように、設定出力最小
時の充電電圧Vc(MIN)は、交点β′からγ時間遅れて
最小時設定電圧e2と交わることとなり、その交点
は設定出力最大時の充電電圧Vc(MAX)と最大時設定
電圧e1との交点に略一致する。したがつて、設定
出力最小時から設定出力最大時に至るまで同一時
点、たとえばコレクタ電圧Vxがほぼ零電位の時
点でトランジスタ１０ａ，１０ｂをオン動作させ
ることができ、コンデンサ１１からインバータ回
路１０の各トランジスタに異常に大きな電流が流
れることはない。よつて、上記したような問題を
未然に防止できる。 つぎに、無負荷検知について述べる。電流トラ
ンス４１は、電源電流に応じた電圧を出力し、こ
の出力電圧は負荷電流検知回路１４０で整流され
る。ところで、入力電流検知回路１４０には、抵
抗１４１，１４２，１４３によつてわずかなバイ
アス電圧が与えられており、電源投入時（まだイ
ンバータ回路１０が動作していないとき）には小
物負荷検知回路１６０における比較器１７２の出
力が必らず論理“１”を保つように構成されてい
る。小物負荷検知回路１６０は、まずダイオード
１６３、抵抗１６４，１６２、コンデンサ１６１
によつてインバータ回路１０におけるトランジス
タのコレクタ電圧を降圧し且つ平滑することによ
り、設定出力には影響を受けないが電源電圧に比
例した値の電圧を得る。この電圧は、比較器１７
３により、出力設定回路４０の出力に同期して変
化する。そして、この電圧はコンデンサ１６８で
平滑される。ここで、コンデンサ１６８の電圧
Vkと負荷電流検知回路１４０の出力電圧Vlとの
関係を第７図に示す。しかして、電圧Vkは、半
固定抵抗１６７により電圧Vlよりも低い電位とな
るように調節され、基準電圧として比較器１７２
へ供給される。こうして、入力電流検知回路１４
０の出力電圧Vlと上記基準電圧Vkとが比較器１
７２において比較されることになる。つまり、負
荷（調理鍋）がセツトされていなかつたり、ある
いは負荷の大きさが一定以下のとき、電圧Vlが基
準電圧Vk以下となつて比較器１７２の出力が論
理“０”となる。すると、起動停止回路２００に
おけるコンデンサ２０３の充電電圧が放電され、
比較器２０５の出力が論理“０”となる。この比
較器２０５の出力が論理“０”になると、出力設
定回路４０におけるコンデンサ４４に対する放電
路が形成され、出力設定回路４０は発振回路６０
の出力に影響を受けることなく論理“０”出力を
維持する。よつて、インバータ回路１０は動作せ
ず、加熱動作が禁止される。この場合、基準電圧
Vkの変化に影響を受けることなくコンデンサ２
０３の十分な放電を可能とするため、小物負荷検
知回路１６０において抵抗１６９およびコンデン
サ１７０により遅延回路を構成している。なお、
起動停止回路２００は、電源投入時、コンデンサ
２０３の充電が開始され、その充電電圧が十分に
なされると比較器２０５の出力が論理“１”とな
り、出力設定回路４０における比較器４６の非反
転入力端電圧を発振回路６０における発振電圧
Vref2以上とし、これによりインバータ回路１０
の動作を可能とする。そして、前述したような負
荷の異常時、あるいは負荷の異常温度上昇時、コ
ンデンサ２０３の充電電圧放電によつて比較器２
０５の出力を論理“０”とし、これにより加熱動
作を禁止するものである。 また、検知される負荷電流が異常に大きくなる
と、異常電流検知回路１８０における比較器１８
４の出力が論理“０”となり、起動停止回路２０
０によつて加熱動作が禁止される。 一方、出力表示回路１２０は、出力コイル９へ
の通電がなされているとき、出力設定回路４０に
おけるコンデンサ４４の充電電圧によつてトラン
ジスタ１２３がオンし、発光ダイオード１２１を
動作させる。また、可変抵抗１００の操作に基づ
く設定電圧に応じてレベルメータ１２７が動作
し、設定出力に応じた任意の発光ダイオード１２
５が動作する。 つぎに、交流電源電圧の変動に対する動作につ
いて述べる。発振回路６０におけるコンデンサ６
３の充電電圧Vcは下式で表わされる。 ここで、Ｅは引加電圧、Ｃはコンデンサ６３の
容量、Ｒは抵抗６１，６２の合成抵抗である。 すなわち、コンデンサ６３の充電電圧Vcは引
加電圧Ｅに対するCR時定数をもつてなされるも
のである。この場合、引加電圧Ｅは母線Ａ，Ｃ間
に得られるものであるから交流電源電圧に対応し
ており、よつてコンデンサ６３の充電電圧Vcも
交流電源電圧に対応する。第８図ａは充電電圧
Vcの変化を示すものであり、交流電源電圧が高
くなると図示一点鎖線のようにVref2からVref1へ
の到達時間が短かく、交流電源電圧が低くなると
図示実線あるいは図示二点鎖線のようにVref2か
らVref1への到達時間が長くなる。このとき、可
変抵抗１００の操作に基づく出力設定回路４０の
コンデンサ４４の充電電圧がｅとすれば、インバ
ータ回路１０に対する駆動パルスは第８図ａの各
波形に対して第８図ｂ，ｃ，ｄのようになる。つ
まり、交流電源電圧の変動にかかわらずインバー
タ回路１０に対する駆動パルス幅を略一致させる
ことができ、よつて出力の変動を抑えることがで
きるものである。ここで、下記表は、交流電源電
圧の変動に対する出力状態の変化を実験により得
たものであり、従来回路に比較してこの発明回路
の方が出力変化が少ないことが判かる。
【表】
この発明は上記実施例に限定されるものではな
く、要旨を変えない範囲で種々変形実施可能なこ
とは勿論である。 発明の効果 以上述べたようにこの発明によれば、直流電源
に接続されて負荷を誘導加熱する加熱コイルと、
この加熱コイルに対して直列に接続されたトラン
ジスタを含むシングルエンド形のインバータ回路
と、このインバータ回路の前記トランジスタが非
導通している期間に前記加熱コイルとで共振回路
を形成するコンデンサと、前記インバータ回路の
前記トランジスタを駆動する駆動回路とを備えた
誘導加熱調理器において、CR時定数回路を主体
にして構成され、充放電を繰返す上記CR時定数
回路におけるコンデンサの両端電圧を前記駆動回
路の駆動開始時点および駆動期間の決定に供され
る信号として出力する発振回路と、前記直流電源
の出力電圧と前記トランジスタのコレクタ電圧と
の比較に基いて前記CR時定数回路における前記
コンデンサの放電開始タイミングを制御して前記
発振回路をトリガする同期回路と、前記CR時定
数回路における前記コンデンサが放電を開始した
時点から再び充電を開始する経過をたどる間の上
記コンデンサの両端電圧と外部から連続的に可変
可能な設定電圧とを比較し、この比較出力で前記
駆動回路を制御する出力設定回路とを設けるよう
にしている。 したがつて、この発明によれば、第６図の説明
から明らかなように、発振回路における放電時定
数と設定電圧のレベルとの関係を有効に利用して
いるので、設定出力最小から設定出力最大までの
範囲で、どのように出力設定を行つても上記トラ
ンジスタのオンタイミングを常に、たとえばコレ
クタ電圧のほぼ零電位時点で行われせることがで
きる。このため、インバータ回路のトランジスタ
に異常に大きな電流が流れるのを防止でき、損失
の低減および雑音の発生を防止でき、安定性、信
頼性を向上させることができる。
く、要旨を変えない範囲で種々変形実施可能なこ
とは勿論である。 発明の効果 以上述べたようにこの発明によれば、直流電源
に接続されて負荷を誘導加熱する加熱コイルと、
この加熱コイルに対して直列に接続されたトラン
ジスタを含むシングルエンド形のインバータ回路
と、このインバータ回路の前記トランジスタが非
導通している期間に前記加熱コイルとで共振回路
を形成するコンデンサと、前記インバータ回路の
前記トランジスタを駆動する駆動回路とを備えた
誘導加熱調理器において、CR時定数回路を主体
にして構成され、充放電を繰返す上記CR時定数
回路におけるコンデンサの両端電圧を前記駆動回
路の駆動開始時点および駆動期間の決定に供され
る信号として出力する発振回路と、前記直流電源
の出力電圧と前記トランジスタのコレクタ電圧と
の比較に基いて前記CR時定数回路における前記
コンデンサの放電開始タイミングを制御して前記
発振回路をトリガする同期回路と、前記CR時定
数回路における前記コンデンサが放電を開始した
時点から再び充電を開始する経過をたどる間の上
記コンデンサの両端電圧と外部から連続的に可変
可能な設定電圧とを比較し、この比較出力で前記
駆動回路を制御する出力設定回路とを設けるよう
にしている。 したがつて、この発明によれば、第６図の説明
から明らかなように、発振回路における放電時定
数と設定電圧のレベルとの関係を有効に利用して
いるので、設定出力最小から設定出力最大までの
範囲で、どのように出力設定を行つても上記トラ
ンジスタのオンタイミングを常に、たとえばコレ
クタ電圧のほぼ零電位時点で行われせることがで
きる。このため、インバータ回路のトランジスタ
に異常に大きな電流が流れるのを防止でき、損失
の低減および雑音の発生を防止でき、安定性、信
頼性を向上させることができる。
図面はこの発明の一実施例を示すもので、第１
図は制御回路の全体的な構成を概略的に示すブロ
ツク図、第２図は第１図を具体的に示す構成図、
第３図は発振回路の動作を説明するための信号波
形図、第４図ａ，ｂはそれぞれ出力設定回路の動
作を説明するための信号波形図、第５図ａ，ｂ，
ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇはそれぞれ帰還回路の動作を
説明するための信号波形図、第６図ａ，ｂ，ｃは
それぞれ出力変化時のインバータ回路に対する保
護機能を説明するための信号波形図、第７図は入
力電流検知回路および小物負荷検知回路の動作を
説明するための特性図、第８図ａ，ｂ，ｃ，ｄは
それぞれ電源電圧変動に対する発振回路の動作を
説明するための信号波形図である。 ９……加熱コイル、１０……インバータ回路、
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ……NPN形ト
ランジスタ、１１……コンデンサ、１５……直流
電源回路、２０……駆動回路、４０……出力設定
回路、６０……発振回路、８０……帰還回路、１
４０……入力電流検知回路、１６０……小物負荷
検知回路、１８０……異常電流検知回路、２００
……起動停止回路。
図は制御回路の全体的な構成を概略的に示すブロ
ツク図、第２図は第１図を具体的に示す構成図、
第３図は発振回路の動作を説明するための信号波
形図、第４図ａ，ｂはそれぞれ出力設定回路の動
作を説明するための信号波形図、第５図ａ，ｂ，
ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇはそれぞれ帰還回路の動作を
説明するための信号波形図、第６図ａ，ｂ，ｃは
それぞれ出力変化時のインバータ回路に対する保
護機能を説明するための信号波形図、第７図は入
力電流検知回路および小物負荷検知回路の動作を
説明するための特性図、第８図ａ，ｂ，ｃ，ｄは
それぞれ電源電圧変動に対する発振回路の動作を
説明するための信号波形図である。 ９……加熱コイル、１０……インバータ回路、
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ……NPN形ト
ランジスタ、１１……コンデンサ、１５……直流
電源回路、２０……駆動回路、４０……出力設定
回路、６０……発振回路、８０……帰還回路、１
４０……入力電流検知回路、１６０……小物負荷
検知回路、１８０……異常電流検知回路、２００
……起動停止回路。
Claims (1)
- １ 直流電源と、この直流電源に接続されて負荷
を誘導加熱する加熱コイルと、この加熱コイルに
対して直列に接続されたトランジスタを含むシン
グルエンド形のインバータ回路と、このインバー
タ回路の前記トランジスタが非導通している期間
に前記加熱コイルとで共振回路を形成するコンデ
ンサと、前記インバータ回路の前記トランジスタ
を駆動する駆動回路と、CR時定数回路を主体に
して構成され、充放電を繰返す上記CR時定数回
路におけるコンデンサの両端電圧を前記駆動回路
の駆動開始時点および駆動期間の決定に供される
信号として出力する共振回路と、前記CR時定数
回路における前記コンデンサが放電を開始した時
点から再び充電を開始する経過をたどる間の上記
コンデンサの両端電圧と外部から連続的に可変可
能な設定電圧とを比較し、この比較出力で前記駆
動回路を制御する出力設定回路と、前記トランジ
スタのコレクタ電圧が零に近づく方向に変化して
いるとき、前記トランジスタのコレクタ電圧が前
記直流電源の出力電圧と一致した後にトランジス
タをオンするまでの期間を前記設定電圧値に応じ
て可変する同期回路とを具備してなることを特徴
とする誘導加熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20832081A JPS58111288A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20832081A JPS58111288A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 誘導加熱調理器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58111288A JPS58111288A (ja) | 1983-07-02 |
| JPH0447436B2 true JPH0447436B2 (ja) | 1992-08-03 |
Family
ID=16554303
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20832081A Granted JPS58111288A (ja) | 1981-12-23 | 1981-12-23 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58111288A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5836471B2 (ja) * | 1979-11-12 | 1983-08-09 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱装置 |
| JPS5836473B2 (ja) * | 1979-11-19 | 1983-08-09 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱装置 |
-
1981
- 1981-12-23 JP JP20832081A patent/JPS58111288A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58111288A (ja) | 1983-07-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR890001600Y1 (ko) | 고주파 유도가열장치용 전력제어장치 | |
| US4810847A (en) | Load applicability detecting device for induction-heating cooking apparatus | |
| US4536631A (en) | Induction heating cooking apparatus | |
| US4467165A (en) | Induction heating apparatus | |
| EP2037561B1 (en) | Inverter control circuit and high-frequency induction heating device | |
| KR940004040B1 (ko) | 유도가열 조리기의 부하 감지회로 | |
| KR900000498B1 (ko) | 유도 가열 조리기(調理器) | |
| US7075044B2 (en) | Induction heating cooking apparatus, operation of which is interrupted by container eccentricity | |
| US4595814A (en) | Induction heating apparatus utilizing output energy for powering switching operation | |
| JPH0447436B2 (ja) | ||
| JPS5932878B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH0531278B2 (ja) | ||
| JPS58835B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPS58111287A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH08148266A (ja) | 電磁調理器 | |
| JPH01313880A (ja) | 電磁調理器 | |
| JPS58111289A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPS60124390A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| KR940005666Y1 (ko) | 전자레인지의 인버터 보호회로 | |
| KR930004800Y1 (ko) | 전원공급장치의 스위칭소자 보호회로 | |
| JPS6338560Y2 (ja) | ||
| JPS60167294A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JP3175576B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH0665144B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| KR900008571Y1 (ko) | 전자 조리기의 전원 제어 회로 |