JPH0448287B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0448287B2 JPH0448287B2 JP62081137A JP8113787A JPH0448287B2 JP H0448287 B2 JPH0448287 B2 JP H0448287B2 JP 62081137 A JP62081137 A JP 62081137A JP 8113787 A JP8113787 A JP 8113787A JP H0448287 B2 JPH0448287 B2 JP H0448287B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- variable
- tuning
- reactance
- matching
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、例えば送信機等の信号源と空中線等
の負荷との間に設けられる自動同調装置に関する
ものである。
の負荷との間に設けられる自動同調装置に関する
ものである。
［従来の技術］
送信機と空中線とのインピーダンス整合を行う
回路として、従来は第６図に示すものが知られて
いる。
回路として、従来は第６図に示すものが知られて
いる。
この回路は、送信機１と空中線２の間に、いわ
ゆるπ型接続による一対の可変インダクタ３，４
と一対のコンデンサ５，６を設けたもので、送信
機１側の可変インダクタ３とコンデンサ５による
並列共振回路によつて伝送ライン上の同調をとる
ための同調回路部を構成するとともに、空中線２
側の可変インダクタ４とコンデンサ６による並列
共振回路によつて信号源１側と空中線２側のイン
ピーダンス整合を行うための整合回路部を構成し
ている。
ゆるπ型接続による一対の可変インダクタ３，４
と一対のコンデンサ５，６を設けたもので、送信
機１側の可変インダクタ３とコンデンサ５による
並列共振回路によつて伝送ライン上の同調をとる
ための同調回路部を構成するとともに、空中線２
側の可変インダクタ４とコンデンサ６による並列
共振回路によつて信号源１側と空中線２側のイン
ピーダンス整合を行うための整合回路部を構成し
ている。
そして、同調回路部の可変インダクタ３は、送
信機１側に設けられる自動追従回路により、伝送
ライン上の電圧と電流の位相のズレ量に基づいて
自動的に可変され、空中線２側のインピーダンス
変動に追従して制御されるようになつている。す
なわちこの自動追従回路は、信号源１からの発振
出力信号の電圧位相を検出する電圧位相検出器７
と、この発振出力信号の電流位相を検出する電流
位相検出器８と、これら位相検出器７，８の検出
信号に基づいて上記発振出力信号の電圧と電流の
位相差を検出する位相比較器９と、可変インダク
タ３を機械的に可変制御する回転器１０と、この
回転器１０を位相比較器９の電圧出力に基づいて
制御する制御器１１を備えて構成されており、可
変インダクタ３を伝送ライン上のインピーダンス
のリアクタンス成分を零とする方向に自動的に可
変制御するようになつている。
信機１側に設けられる自動追従回路により、伝送
ライン上の電圧と電流の位相のズレ量に基づいて
自動的に可変され、空中線２側のインピーダンス
変動に追従して制御されるようになつている。す
なわちこの自動追従回路は、信号源１からの発振
出力信号の電圧位相を検出する電圧位相検出器７
と、この発振出力信号の電流位相を検出する電流
位相検出器８と、これら位相検出器７，８の検出
信号に基づいて上記発振出力信号の電圧と電流の
位相差を検出する位相比較器９と、可変インダク
タ３を機械的に可変制御する回転器１０と、この
回転器１０を位相比較器９の電圧出力に基づいて
制御する制御器１１を備えて構成されており、可
変インダクタ３を伝送ライン上のインピーダンス
のリアクタンス成分を零とする方向に自動的に可
変制御するようになつている。
一方、整合回路部側の可変インダクタ４は、手
動操作等によつて可変され、空中線２の出力が最
大となるように調整される。すなわち、この整合
回路部の調整時に、前述の自動追従回路が作動
し、整合回路部側のインピーダンス変動に対して
伝送ライン上の同調状態を維持するようになつて
いる。
動操作等によつて可変され、空中線２の出力が最
大となるように調整される。すなわち、この整合
回路部の調整時に、前述の自動追従回路が作動
し、整合回路部側のインピーダンス変動に対して
伝送ライン上の同調状態を維持するようになつて
いる。
［発明が解決しようとする問題点］
ところで、上述のような従来技術において、同
調回路部における可変インダクタ３のリアクタン
ス値XL1は、コンデンサ５のリアクタンス値を
XC1とし、伝送ライン上のＡ点から負荷側を見た
インピーダンス値をR1＋jX1とすると、 XL1＝−（2X1＋XC1）±√XC1 2−R1 2／２ ……式 で与えられる。
調回路部における可変インダクタ３のリアクタン
ス値XL1は、コンデンサ５のリアクタンス値を
XC1とし、伝送ライン上のＡ点から負荷側を見た
インピーダンス値をR1＋jX1とすると、 XL1＝−（2X1＋XC1）±√XC1 2−R1 2／２ ……式 で与えられる。
従つてこの関係から、例えば第７図にスミスチ
ヤートで示すように、伝送ライン上のＢ点から負
荷側を見たインピーダンスの軌跡Cpは、スミスチ
ヤートのリアクタンス成分が零であることを示す
基線Ｄと２つの点ａ，ｂが交差し、２つの同調点
ａ，ｂが生じる場合がある。
ヤートで示すように、伝送ライン上のＢ点から負
荷側を見たインピーダンスの軌跡Cpは、スミスチ
ヤートのリアクタンス成分が零であることを示す
基線Ｄと２つの点ａ，ｂが交差し、２つの同調点
ａ，ｂが生じる場合がある。
しかしながら、上述の自動追従回路では、発振
出力信号の電圧と電流の位相差、すなわちリアク
タンス成分が誘導性（基線Ｄより上側）か容量性
（基線Ｄより下側）かの判断によつて回転器１０
の駆動方法すなわち可変リアクタンス３の可変方
向を一義的に決定するものであることから、上述
のように２つの同調点ａ，ｂが存在する場合、可
変インダクタ３の可変方向が同調点と反対方向に
向う領域が生じることがある。つまり、軌跡Cpに
おいて、一方の終端側の点ｃと同調点ａの間及び
他方の終端側の点ｄと同調点ｂの間は、いずれも
図示の例では容量性であることから、一方のｃ点
からａ点の可変方向を適正な同調方向（図中矢印
α1方向）とした場合、他方のｄ点からｂ点の間で
も同様の可変方向（図中矢印α2方向）となり、同
調点から遠くなる方向に可変インダクタ３が制御
されるために、この領域での自動同調は不可能と
なつてしまう。従つてこのような従来の回路で
は、負荷側の条件等によつて自動同調が不能とな
る領域が生じることになり、その分自動同調の追
従範囲が狭くなるという問題点があつた。
出力信号の電圧と電流の位相差、すなわちリアク
タンス成分が誘導性（基線Ｄより上側）か容量性
（基線Ｄより下側）かの判断によつて回転器１０
の駆動方法すなわち可変リアクタンス３の可変方
向を一義的に決定するものであることから、上述
のように２つの同調点ａ，ｂが存在する場合、可
変インダクタ３の可変方向が同調点と反対方向に
向う領域が生じることがある。つまり、軌跡Cpに
おいて、一方の終端側の点ｃと同調点ａの間及び
他方の終端側の点ｄと同調点ｂの間は、いずれも
図示の例では容量性であることから、一方のｃ点
からａ点の可変方向を適正な同調方向（図中矢印
α1方向）とした場合、他方のｄ点からｂ点の間で
も同様の可変方向（図中矢印α2方向）となり、同
調点から遠くなる方向に可変インダクタ３が制御
されるために、この領域での自動同調は不可能と
なつてしまう。従つてこのような従来の回路で
は、負荷側の条件等によつて自動同調が不能とな
る領域が生じることになり、その分自動同調の追
従範囲が狭くなるという問題点があつた。
また、図示に例から分るように、整合状態を示
す定在波比（以下、VSWRという）が軌跡Cp上
で最小となる点ｅが、同調点ａ，ｂを一致してい
ないことから、例えばVSWRの最小値検出によ
つて最適整合点を得るような制御を行うことも困
難であり、整合調整が煩雑である問題点があつ
た。
す定在波比（以下、VSWRという）が軌跡Cp上
で最小となる点ｅが、同調点ａ，ｂを一致してい
ないことから、例えばVSWRの最小値検出によ
つて最適整合点を得るような制御を行うことも困
難であり、整合調整が煩雑である問題点があつ
た。
そこで本発明は、確実な同調及び整合を容易に
行うことのでき、かつ広い追従範囲を得ることが
できる自動同調装置を提供することを目的として
いる。
行うことのでき、かつ広い追従範囲を得ることが
できる自動同調装置を提供することを目的として
いる。
［問題点を解決するための手段］
すなわち、本発明の自動同調装置は、前述した
問題点を解決するために、信号源と負荷との伝送
ライン上に設けられ、上記信号源と直列に接続さ
れた同調回路部の可変リアクタンスを自動追従回
路によつて自動調整することにより伝送ライン上
の同調をとるとともに、この同調回路部の出力段
に設けられる整合回路部の可変リアクタンスを調
整することにより、信号源と負荷とのインピーダ
ンス整合を行うための自動同調装置において； 上記自動追従回路は、信号源からの出力信号の
電圧位相を検出する電圧位相検出器と、上記出力
信号の電流位相を検出する電流位相検出器と、上
記各位相検出器の検出信号に基づいて上記出力信
号の電圧と電流の位相差を検出する位相比較器
と、上記同調回路部の可変リアクタンスを可変す
る駆動器と、該駆動器を上記位相比較器の出力に
基づいて制御する制御器とを有し； 上記同調回路部は、可変インダクタ又は可変コ
ンデンサよりなる可変リアクタンスと、上記整合
回路部の可変リアクタンスに対して並列なコンデ
ンサとによる直列共振回路より構成されているこ
とを特徴としている。
問題点を解決するために、信号源と負荷との伝送
ライン上に設けられ、上記信号源と直列に接続さ
れた同調回路部の可変リアクタンスを自動追従回
路によつて自動調整することにより伝送ライン上
の同調をとるとともに、この同調回路部の出力段
に設けられる整合回路部の可変リアクタンスを調
整することにより、信号源と負荷とのインピーダ
ンス整合を行うための自動同調装置において； 上記自動追従回路は、信号源からの出力信号の
電圧位相を検出する電圧位相検出器と、上記出力
信号の電流位相を検出する電流位相検出器と、上
記各位相検出器の検出信号に基づいて上記出力信
号の電圧と電流の位相差を検出する位相比較器
と、上記同調回路部の可変リアクタンスを可変す
る駆動器と、該駆動器を上記位相比較器の出力に
基づいて制御する制御器とを有し； 上記同調回路部は、可変インダクタ又は可変コ
ンデンサよりなる可変リアクタンスと、上記整合
回路部の可変リアクタンスに対して並列なコンデ
ンサとによる直列共振回路より構成されているこ
とを特徴としている。
［作用］
自動追従回路により、出力信号の電圧と電流の
位相差に基づいて同調回路部の可変リアクタンス
が可変制御されると、伝送ライン上のインピーダ
ンスは抵抗成分一定のまま、リアクタンス成分の
み変動されることになり、リアクタンス成分が零
となる点で同調が完了する。そしてこの自動追従
状態で整合回路部の可変リアクタンスを可変し、
信号源と負荷との間のインピーダンス整合を行
う。
位相差に基づいて同調回路部の可変リアクタンス
が可変制御されると、伝送ライン上のインピーダ
ンスは抵抗成分一定のまま、リアクタンス成分の
み変動されることになり、リアクタンス成分が零
となる点で同調が完了する。そしてこの自動追従
状態で整合回路部の可変リアクタンスを可変し、
信号源と負荷との間のインピーダンス整合を行
う。
［実施例］
第１図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。
る。
この実施例におけるインピーダンス整合回路
は、送信機１２と空中線１３との間のインピーダ
ンス整合を行うもので、送信機１２に対して可変
インダクタ１４とコンデンサ１５とを順次直列接
続して構成した直列共振回路による同調回路部
と、この可変インダクタ１４とコンデンサ１５の
接続点より空中線１３に直列接続された可変イン
ダクタ１６を有して構成される整合回路部とを備
えている。
は、送信機１２と空中線１３との間のインピーダ
ンス整合を行うもので、送信機１２に対して可変
インダクタ１４とコンデンサ１５とを順次直列接
続して構成した直列共振回路による同調回路部
と、この可変インダクタ１４とコンデンサ１５の
接続点より空中線１３に直列接続された可変イン
ダクタ１６を有して構成される整合回路部とを備
えている。
この構成により、同調回路部、及び整合回路部
はＴ型接続のローパスフイルタを形成し、かつ、
送信機１２で発生する高周波成分を除去すること
ができる。
はＴ型接続のローパスフイルタを形成し、かつ、
送信機１２で発生する高周波成分を除去すること
ができる。
ところで、このような送信回路において、空中
線１３側のインピーダンスを送信機１２の特性イ
ンピーダンスZpに整合させる場合、可変インダク
タ１６のリアクタンス値がXL2の時、伝送ライン
上の点Ａにおける負荷側インピーダンス値をR1
＋jX1（整合する負荷側インピーダンスの範囲内
でX1＜０となる様にコンデンサ１５の容量C15の
値を予め決定しておく）とし、可変インダクタ１
４のリアクタンス値をXL1とすると、伝送ライン
上のＢ点における負荷側インピーダンスは R1＋ｊ（X1＋XL1 となる。従つて、 X1＋XL1＝０すなわちXL1＝−X1 となるようにXL1を可変することにより同調を行
う。
線１３側のインピーダンスを送信機１２の特性イ
ンピーダンスZpに整合させる場合、可変インダク
タ１６のリアクタンス値がXL2の時、伝送ライン
上の点Ａにおける負荷側インピーダンス値をR1
＋jX1（整合する負荷側インピーダンスの範囲内
でX1＜０となる様にコンデンサ１５の容量C15の
値を予め決定しておく）とし、可変インダクタ１
４のリアクタンス値をXL1とすると、伝送ライン
上のＢ点における負荷側インピーダンスは R1＋ｊ（X1＋XL1 となる。従つて、 X1＋XL1＝０すなわちXL1＝−X1 となるようにXL1を可変することにより同調を行
う。
そしてこの時、伝送ライン上のＢ点における負
荷側インピーダンスは、抵抗分R1のみとなり、
可変インダクタ１６のあるリアクタンス値に対す
る伝送ライン上のＢ点におけるVSWRは最小と
なる。従つて、可変インダクタ１４のリアクタン
ス値を自動追従回路によつて抵抗分R1のみに維
持しつつ、VSWRが小さくなる方向に可変イン
ダクタ１６を制御し、VSWR＝１（Zp＝R1）とな
つた状態でインピーダンス整合を完了することが
できる。
荷側インピーダンスは、抵抗分R1のみとなり、
可変インダクタ１６のあるリアクタンス値に対す
る伝送ライン上のＢ点におけるVSWRは最小と
なる。従つて、可変インダクタ１４のリアクタン
ス値を自動追従回路によつて抵抗分R1のみに維
持しつつ、VSWRが小さくなる方向に可変イン
ダクタ１６を制御し、VSWR＝１（Zp＝R1）とな
つた状態でインピーダンス整合を完了することが
できる。
本実施例では以上の原理に基づき、同調回路部
の可変インダクタ１４を自動追従回路にて制御す
るとともに、整合回路部の可変インダクタ１６を
VSWR検出器２４及びVSWR指示器２５に基づ
いて操作することにより、送信機１２と空中線１
３との間のインピーダンス整合を行うようになつ
ている。
の可変インダクタ１４を自動追従回路にて制御す
るとともに、整合回路部の可変インダクタ１６を
VSWR検出器２４及びVSWR指示器２５に基づ
いて操作することにより、送信機１２と空中線１
３との間のインピーダンス整合を行うようになつ
ている。
すなわち、同調回路部、及び整合回路部が合わ
せてＴ型接続のローパスフイルタを形成している
ため、同調回路部は一つの同調点となり、かつ、
整合回路部のインピーダンス整合と分けてそれぞ
れ確実に行えることになる。
せてＴ型接続のローパスフイルタを形成している
ため、同調回路部は一つの同調点となり、かつ、
整合回路部のインピーダンス整合と分けてそれぞ
れ確実に行えることになる。
以下、各構成要素について順次説明する。
同調回路部は、コンデンサ１５の容量性リアク
タンスに対して可変インダクタ１４の誘導性リア
クタンスを可変することにより、伝送ライン上の
Ｂ点における負荷側インピーダンスのリアクタン
ス成分を零とし、伝送ライン上の同調をとるもの
である。ところで、この実施例における送信機１
２は、出力段にパワートランジスタを用いたもの
で、その伝送ラインは全体的に低インピーダンス
となつている。従つて、同調回路部も可変インダ
クタ１４の入力段にコンデンサを設けない直列共
振回路として構成できる。
タンスに対して可変インダクタ１４の誘導性リア
クタンスを可変することにより、伝送ライン上の
Ｂ点における負荷側インピーダンスのリアクタン
ス成分を零とし、伝送ライン上の同調をとるもの
である。ところで、この実施例における送信機１
２は、出力段にパワートランジスタを用いたもの
で、その伝送ラインは全体的に低インピーダンス
となつている。従つて、同調回路部も可変インダ
クタ１４の入力段にコンデンサを設けない直列共
振回路として構成できる。
また、このような同調回路部の可変インダクタ
１４を制御する自動追従回路は、信号源１２から
の発振出力信号の電圧位相を検出する電圧位相検
出器１７と、この発振出力信号の電流位相を検出
する電流位相検出器１８と、これら位相検出器１
７，１８の検出信号に基づいて上記発振出力信号
の電圧と電流の位相差を検出する位相比較器１９
と、可変インダクタ１４を機械的に可変制御する
駆動器である回転器２０と、この回転器２０を位
相比較器１９の電圧出力に基づいて制御する制御
器２１を備えて構成されており、可変インダクタ
１４を伝送ライン上のインピーダンスのうちのリ
アクタンス成分を零とする方向に自動的に可変制
御するようになつている。なお、可変インダクタ
１４を駆動する手段としては、回転器２０に限ら
ず、スライド駆動によるもの等、種々採用でき
る。
１４を制御する自動追従回路は、信号源１２から
の発振出力信号の電圧位相を検出する電圧位相検
出器１７と、この発振出力信号の電流位相を検出
する電流位相検出器１８と、これら位相検出器１
７，１８の検出信号に基づいて上記発振出力信号
の電圧と電流の位相差を検出する位相比較器１９
と、可変インダクタ１４を機械的に可変制御する
駆動器である回転器２０と、この回転器２０を位
相比較器１９の電圧出力に基づいて制御する制御
器２１を備えて構成されており、可変インダクタ
１４を伝送ライン上のインピーダンスのうちのリ
アクタンス成分を零とする方向に自動的に可変制
御するようになつている。なお、可変インダクタ
１４を駆動する手段としては、回転器２０に限ら
ず、スライド駆動によるもの等、種々採用でき
る。
第２図はこのような可変インダクタ１４の可変
制御に基づき、伝送ライン上のＢ点から負荷側を
見たインピーダンスの変化の軌跡C1を示すスミ
スチヤートである。この図から分るように、負荷
側インピーダンスは可変インダクタ１４の可変に
よつて抵抗値を一定に保つたまま、リアクタンス
成分のみが増減し、同調点ｆすなわちリアクタン
ス成分が零となつて軌跡C1が基線Ｄと交差する
点で、VSWRが軌跡C1上の最小値をとることに
なる。
制御に基づき、伝送ライン上のＢ点から負荷側を
見たインピーダンスの変化の軌跡C1を示すスミ
スチヤートである。この図から分るように、負荷
側インピーダンスは可変インダクタ１４の可変に
よつて抵抗値を一定に保つたまま、リアクタンス
成分のみが増減し、同調点ｆすなわちリアクタン
ス成分が零となつて軌跡C1が基線Ｄと交差する
点で、VSWRが軌跡C1上の最小値をとることに
なる。
また、整合回路部は、可変インダクタ１６とこ
の前段のコンデンサ１５による並列共振回路及び
この可変インダクタ１６の後段に設けられる複数
段のインダクタ２２とコンデンサ２３の並列回路
（なお、図示の例では１段のみ設けられている）
によつて構成されている。
の前段のコンデンサ１５による並列共振回路及び
この可変インダクタ１６の後段に設けられる複数
段のインダクタ２２とコンデンサ２３の並列回路
（なお、図示の例では１段のみ設けられている）
によつて構成されている。
さらに、送信機１２の出力段側には、整合状態
を監視するためのVSWR検出器２４とVSWR指
示器２５が設けられている。この実施例では、
VSWR検出器２４による検出に基づいてVSWR
指示器２５により表示されるVSWRの値に基づ
き、このVSWRの値が小さくなる方向に可変イ
ンダクタ１６を手動操作して送信器１２と空中線
１３とのインピーダンス整合を行うようになつて
いる。すなわち、VSWRの値が１となつたとき、
送信器１２の特性インピーダンスと空中線１３側
のインピーダンスとが一致することから、この状
態に可変インダクタ１６を制御して整合調整を行
う。なおこの整合調整による可変インダクタ１６
のリアクタンス変動に対応して上述した自動追従
回路が作動し、可変インダクタ１４を自動的に可
変制御して伝送ライン上の同調状態を維持する。
従つてこの整合動作において、前述したスミスチ
ヤートのｆ点に位置された負荷側インピーダンス
は、結果的に抵抗分のみ変動して基線Ｄ上を移動
し、VSWRが１となるｇ点に変位されることに
なる。
を監視するためのVSWR検出器２４とVSWR指
示器２５が設けられている。この実施例では、
VSWR検出器２４による検出に基づいてVSWR
指示器２５により表示されるVSWRの値に基づ
き、このVSWRの値が小さくなる方向に可変イ
ンダクタ１６を手動操作して送信器１２と空中線
１３とのインピーダンス整合を行うようになつて
いる。すなわち、VSWRの値が１となつたとき、
送信器１２の特性インピーダンスと空中線１３側
のインピーダンスとが一致することから、この状
態に可変インダクタ１６を制御して整合調整を行
う。なおこの整合調整による可変インダクタ１６
のリアクタンス変動に対応して上述した自動追従
回路が作動し、可変インダクタ１４を自動的に可
変制御して伝送ライン上の同調状態を維持する。
従つてこの整合動作において、前述したスミスチ
ヤートのｆ点に位置された負荷側インピーダンス
は、結果的に抵抗分のみ変動して基線Ｄ上を移動
し、VSWRが１となるｇ点に変位されることに
なる。
以上のように、本実施例では、整合用の可変イ
ンダクタ１６の可変制御に対し、自動追従回路が
作動した場合、直列共振による同調回路部によつ
て同調点ｆが必ずインピーダンス軌跡C1上の
VSWRが最小値となる特性をもつことから、こ
の自動追従回路を作動させたまま整合用の可変イ
ンダクタ１６をVSWRが小さくなる方向に可変
していけば良く、極めて確実かつ容易に整合調整
を行うことができる。
ンダクタ１６の可変制御に対し、自動追従回路が
作動した場合、直列共振による同調回路部によつ
て同調点ｆが必ずインピーダンス軌跡C1上の
VSWRが最小値となる特性をもつことから、こ
の自動追従回路を作動させたまま整合用の可変イ
ンダクタ１６をVSWRが小さくなる方向に可変
していけば良く、極めて確実かつ容易に整合調整
を行うことができる。
また、この実施例の同調装置では、自動追従回
路による同調制御の際に、負荷側インピーダンス
の軌跡C1が抵抗値一定の同心円上を通ることに
なり、同調点は１つだけとなることから、自動追
従回路による可変インダクタ１４の可変方向が容
量性と誘導性の判別によつて常に確定できる。従
つて第７図に示す従来の場合のように、追従不能
な領域が発生することがなく、広い追従範囲を得
ることができる。
路による同調制御の際に、負荷側インピーダンス
の軌跡C1が抵抗値一定の同心円上を通ることに
なり、同調点は１つだけとなることから、自動追
従回路による可変インダクタ１４の可変方向が容
量性と誘導性の判別によつて常に確定できる。従
つて第７図に示す従来の場合のように、追従不能
な領域が発生することがなく、広い追従範囲を得
ることができる。
また、前記実施例では、VSWRの値に基づい
て整合用の可変インダクタ１６を手動操作する構
成について述べたが、例えば第３図に示すよう
に、VSWR検出器２４の出力に基づいて整合状
態を判別し、自動的に整合用の可変インダクタ１
６を制御する構成であつても良い。
て整合用の可変インダクタ１６を手動操作する構
成について述べたが、例えば第３図に示すよう
に、VSWR検出器２４の出力に基づいて整合状
態を判別し、自動的に整合用の可変インダクタ１
６を制御する構成であつても良い。
この実施例では、自動追従回路による同調時の
VSWRの値を適宜記憶する記憶装置２６と、こ
のVSWRの値を比較演算して可変インダクタ１
６の可変方向及び可変量を決定する演算装置２７
と、可変インダクタ１６を機械的に可変制御する
回転器２８と、演算装置２７の演算出力に基づい
て回転器２８を駆動制御する制御器２９を備えて
構成されている。
VSWRの値を適宜記憶する記憶装置２６と、こ
のVSWRの値を比較演算して可変インダクタ１
６の可変方向及び可変量を決定する演算装置２７
と、可変インダクタ１６を機械的に可変制御する
回転器２８と、演算装置２７の演算出力に基づい
て回転器２８を駆動制御する制御器２９を備えて
構成されている。
この整合回路では、上述した自動追従回路によ
る最初の同調時にVSWR検出器２４の検出値
VS1を記憶装置２６に記憶した後、可変インダク
タ１６を予め定めた方向に一定量だけ可変し、再
び自動追従回路によつて同調が行われた時の
VSWR検出器２４の検出値VS2を記憶装置２６
に記憶する。そして、この２つの検出値VS1及び
VS2の大小を演算装置２７によつて判別し、この
結果に基づいて可変インダクタ１６を制御し、
VSo＝１となつた時点で整合調整を完了する。こ
れによつて完全自動の整合調整が行える。
る最初の同調時にVSWR検出器２４の検出値
VS1を記憶装置２６に記憶した後、可変インダク
タ１６を予め定めた方向に一定量だけ可変し、再
び自動追従回路によつて同調が行われた時の
VSWR検出器２４の検出値VS2を記憶装置２６
に記憶する。そして、この２つの検出値VS1及び
VS2の大小を演算装置２７によつて判別し、この
結果に基づいて可変インダクタ１６を制御し、
VSo＝１となつた時点で整合調整を完了する。こ
れによつて完全自動の整合調整が行える。
また、前記実施例では、同調回路部の可変リア
クタンス素子として可変インダクタ１４を用いた
が、第４図に示すように、可変コンデンサ３０と
コンデンサ３２による直列共振回路で同調回路部
を構成しても良いし、第５図に示すように、可変
コンデンサ３３、インダクタ３４及びコンデンサ
３５による直列共振回路で同調回路部を構成して
も良い。これら、第４図、及び第５図に示す前記
各実施例の変形例においても、同調回路部、及び
整合回路部は、Ｔ型接続のバンドパスフイルタを
形成しており、前述した実施例同様、送信機１２
の高周波成分を除去できるとともに、同調回路部
の同調、及び整合回路部の整合を分離してそれぞ
れ確実に行える。なおこの場合、可変コンデンサ
３０，３３の可変制御によつて同調をとることか
ら、その他のコンデンサ３２，３５及びインダク
タ３４は、同調回路部が予め全体として誘導性リ
アクタンスをもつように設定されている。
クタンス素子として可変インダクタ１４を用いた
が、第４図に示すように、可変コンデンサ３０と
コンデンサ３２による直列共振回路で同調回路部
を構成しても良いし、第５図に示すように、可変
コンデンサ３３、インダクタ３４及びコンデンサ
３５による直列共振回路で同調回路部を構成して
も良い。これら、第４図、及び第５図に示す前記
各実施例の変形例においても、同調回路部、及び
整合回路部は、Ｔ型接続のバンドパスフイルタを
形成しており、前述した実施例同様、送信機１２
の高周波成分を除去できるとともに、同調回路部
の同調、及び整合回路部の整合を分離してそれぞ
れ確実に行える。なおこの場合、可変コンデンサ
３０，３３の可変制御によつて同調をとることか
ら、その他のコンデンサ３２，３５及びインダク
タ３４は、同調回路部が予め全体として誘導性リ
アクタンスをもつように設定されている。
また、前記実施例では、整合状態の検出を
VSWR検出器２４によつて行つていたが、例え
ば信号源の出力が一定である場合には、反射電力
検出器やその指示器を用いて同様の整合操作を行
うことができる。なおこの場合には、反射電力が
零のときに最適な整合状態となる。
VSWR検出器２４によつて行つていたが、例え
ば信号源の出力が一定である場合には、反射電力
検出器やその指示器を用いて同様の整合操作を行
うことができる。なおこの場合には、反射電力が
零のときに最適な整合状態となる。
さらに、このようなVSWR検出器２４や反射
電力検出器の代りに抵抗値検出器やその指示器に
よつて整合状態の検出を行うこともできる。すな
わちこれは、前述の自動追従回路により、負荷側
インピーダンスが抵抗成分のみとなる同調制御が
適正に行われることを条件として可能となるもの
であり、抵抗値と特性インピーダンスとが一致し
たときに、最適な整合状態となる。
電力検出器の代りに抵抗値検出器やその指示器に
よつて整合状態の検出を行うこともできる。すな
わちこれは、前述の自動追従回路により、負荷側
インピーダンスが抵抗成分のみとなる同調制御が
適正に行われることを条件として可能となるもの
であり、抵抗値と特性インピーダンスとが一致し
たときに、最適な整合状態となる。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、直列共
振回路によつて同調回路部を構成したことから、
自動追従装置による確実な同調制御を行うことが
でき、これに伴つてインピーダンス整合も容易と
なるとともに、広い追従範囲を得ることができる
効果がある。
振回路によつて同調回路部を構成したことから、
自動追従装置による確実な同調制御を行うことが
でき、これに伴つてインピーダンス整合も容易と
なるとともに、広い追従範囲を得ることができる
効果がある。
また、同調回路部と整合回路部は、いわゆるＴ
型接続によるローパスフイルタ又は、バンドパス
フイルタで構成したため、下記の効果が得られ
る。
型接続によるローパスフイルタ又は、バンドパス
フイルタで構成したため、下記の効果が得られ
る。
送信機で発生する、高周波成分を除去するこ
とができる。
とができる。
送信機の出力段にパワートランジスタを用い
た場合でも、タツプアツプ用トランスを用いず
にインピーダンス整合を行える。
た場合でも、タツプアツプ用トランスを用いず
にインピーダンス整合を行える。
同調回路部は、一つの同調点しか存在しない
ため、可変インダクタンスを可変するのみで自
動的に、しかも確実に同調をとることができ
る。
ため、可変インダクタンスを可変するのみで自
動的に、しかも確実に同調をとることができ
る。
また、整合回路部により、送信機の特性インピ
ーダンスと空中線のインピーダンスを整合させる
構成であり、可変インダクタタンスをVSWRの
値が１となるまで小さくなるように整合の調整が
なされるものであり、この整合調整は、伝送ライ
ン上のリアクタンス成分が零となる自動追従回路
の出力に基づいて、つまり、同調時に行われるも
のであるため、確実な整合をとることができるよ
うになる。
ーダンスと空中線のインピーダンスを整合させる
構成であり、可変インダクタタンスをVSWRの
値が１となるまで小さくなるように整合の調整が
なされるものであり、この整合調整は、伝送ライ
ン上のリアクタンス成分が零となる自動追従回路
の出力に基づいて、つまり、同調時に行われるも
のであるため、確実な整合をとることができるよ
うになる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は同実施例における同調制御の作用を説明する
スミスチヤート、第３図は本発明の他の実施例を
示す回路図、第４図は本発明のさらに他の実施例
における同調回路部を示す回路図、第５図は本発
明のさらに他の実施例における同調回路部を示す
回路図、第６図は従来技術の一例を示す回路図、
第７図は第６図に示す従来技術の同調制御におけ
る作用を説明するスミスチヤートである。 １２……送信機（信号源）、１３……空中線
（負荷）、１４……同調用の可変インダクタ、１
５，３２，３５……コンデンサ、１６……整合用
の可変インダクタ、１７……電圧位相検出器、１
８……電流位相検出器、１９……位相比較器、２
０……回転器、２１……制御器、３０，３３……
同調用の可変コンデンサ。
図は同実施例における同調制御の作用を説明する
スミスチヤート、第３図は本発明の他の実施例を
示す回路図、第４図は本発明のさらに他の実施例
における同調回路部を示す回路図、第５図は本発
明のさらに他の実施例における同調回路部を示す
回路図、第６図は従来技術の一例を示す回路図、
第７図は第６図に示す従来技術の同調制御におけ
る作用を説明するスミスチヤートである。 １２……送信機（信号源）、１３……空中線
（負荷）、１４……同調用の可変インダクタ、１
５，３２，３５……コンデンサ、１６……整合用
の可変インダクタ、１７……電圧位相検出器、１
８……電流位相検出器、１９……位相比較器、２
０……回転器、２１……制御器、３０，３３……
同調用の可変コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 信号源と負荷との伝送ライン上に設けられ、
上記信号源と直列に接続された同調回路部の可変
リアクタンスを自動追従回路によつて自動調整す
ることにより伝送ライン上の同調をとるととも
に、整合状態検出器の出力により同調回路部の出
力段に設けられる整合回路部の可変リアクタンス
を調整することにより、信号源と負荷とのインピ
ーダンス整合を行うための自動同調装置におい
て； 上記自動追従回路は、信号源からの出力信号の
電圧位相を検出する電圧位相検出器１７と、上記
出力信号の電流位相を検出する電流位相検出器１
８と、上記各位相検出器１７，１８の検出信号に
基づいて上記出力信号の電圧と電流の位相差を検
出する位相比較器１９と、上記同調回路部の可変
リアクタンス１４，３０，３３を可変する駆動器
２０と、該駆動器を上記位相比較器の出力に基づ
いて制御する制御器２１とを有し； 上記同調回路部と上記整合回路部は、一端から
上記出力信号を入力し他端から出力する第１の可
変リアクタンス１４，３０，３３と、第１の可変
リアクタンスの他端に一端が接続され他端が上記
負荷１３に接続される第２の可変リアクタンス１
６と、第１の可変リアクタンスの他端に一端が接
続され他端が上記自動追従回路の基準電源に接続
される第３のリアクタンス１５とからなるＴ型ロ
ーパスフイルタ又はＴ型バンドパスフイルタで構
成され、 しかも、上記同調回路部は、上記第１の可変リ
アクタンスである可変インダクタ１４又は可変コ
ンデンサ３０，３３と、第３のリアクタンスであ
るコンデンサ１５より構成され、 上記整合回路部は、上記位相比較器と上記整合
状態検出器２４の出力に基づいて可変する第２の
可変リアクタンスである、可変インダクタ１６
と、第３のリアクタンスであるコンデンサ１５よ
り構成されていることを特徴とする自動同調装
置。 ２ 上記整合回路部が、上記位相比較器と上記整
合状態検出器２４の出力に基づいて可変する第２
の可変リアクタンスである。可変インダクタ１６
と、第３のリアクタンスであるコンデンサ１５
と、上記自動追従回路の第１の同調時における上
記整合状態検出器の第１の検出値（VS1）と、上
記自動追従回路の第２の同調時における上記整合
状態検出器の第２の検出値（VS2）を記憶する記
憶装置２６と、第１の検出値と第２の検出値を比
較する演算装置２７と、該演算装置の出力により
前記可変インダクタ１６を駆動する駆動器２８
と、該駆動器を演算装置の出力により駆動制御す
る制御器２９とから構成されることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の自動同調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8113787A JPS63248225A (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | 自動同調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8113787A JPS63248225A (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | 自動同調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63248225A JPS63248225A (ja) | 1988-10-14 |
| JPH0448287B2 true JPH0448287B2 (ja) | 1992-08-06 |
Family
ID=13738014
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8113787A Granted JPS63248225A (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | 自動同調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63248225A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013031189A (ja) * | 2004-11-19 | 2013-02-07 | Epcos Ag | 制御整合ステージを備える装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102004026133A1 (de) | 2004-05-28 | 2005-12-29 | Infineon Technologies Ag | Sendeanordnung, Empfangsanordnung, Transceiver sowie Verfahren zum Betreiben einer Sendeanordnung |
| JP5399567B2 (ja) * | 2010-10-25 | 2014-01-29 | シャープ株式会社 | 無線通信装置、無線通信装置の制御方法、プログラム及び記憶媒体 |
| CN103731167A (zh) * | 2013-12-20 | 2014-04-16 | 天津光电通信技术有限公司 | 一种天线调谐器快速调谐阻抗匹配的方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6224539U (ja) * | 1985-07-29 | 1987-02-14 |
-
1987
- 1987-04-03 JP JP8113787A patent/JPS63248225A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013031189A (ja) * | 2004-11-19 | 2013-02-07 | Epcos Ag | 制御整合ステージを備える装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63248225A (ja) | 1988-10-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5631611A (en) | Automatic matching and tuning network | |
| US5889252A (en) | Method of and apparatus for independently controlling electric parameters of an impedance matching network | |
| US5629653A (en) | RF match detector circuit with dual directional coupler | |
| US4704573A (en) | Impedance mismatch detector | |
| JPH0578340B2 (ja) | ||
| JPH0448287B2 (ja) | ||
| KR100191430B1 (ko) | 주파수 이동이 가능한 자동 정합 회로 장치 및 구현 방법 | |
| US4783629A (en) | RF coil for MRI with self-tracking ganged coupling capacitors | |
| EP0247157A1 (en) | Adaptive impedance mismatch detector system | |
| JP2006325163A (ja) | 広帯域送受信装置 | |
| JPH02261209A (ja) | 自動整合方法 | |
| JP3373077B2 (ja) | 空中線整合装置 | |
| JP4824285B2 (ja) | インピーダンス自動整合方法 | |
| JPS61139111A (ja) | 高周波スパツタリング装置等の自動負荷整合回路 | |
| JPH10112625A (ja) | 送信機の整合同調回路の追尾回路及び整合同調回路の追尾方法 | |
| JPH0413855Y2 (ja) | ||
| JP2645769B2 (ja) | 空中線整合装置及びその自動整合方法 | |
| JP3203146B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
| JP2627059B2 (ja) | アンテナチューナの制御方式 | |
| JPH0653770A (ja) | アンテナ整合器 | |
| JPH0683081B2 (ja) | 自動整合方法 | |
| JP2517048B2 (ja) | ▲ろ▼波周波数制御装置 | |
| JP2001339287A (ja) | 光電センサ装置 | |
| JPS631466Y2 (ja) | ||
| SU738073A1 (ru) | Способ автоподстройки частоты автономного инвертора |