JPH0452646B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、一対の差動入力端子に印加された入
力信号の差電圧に対応する出力電流を得る電流増
幅器に関し、特に、集積回路化に好適なものであ
る。

たとえば、平衡信号として伝送された信号から
同相成分を除去し不平衡信号に変換する計測用増
幅器や、利得を電気的に制御可能な電圧−電流変
換器、電圧増幅器、又は可変インピーダンス回路
等を実現する手段として、差動入力−差動出力の
電圧−電流変換回路と乗算回路とを組み合わせて
電流出力を得る手段が必要とされる。

このような形態の電流増幅器は、集積回路化し
た場合により良好な素子間の特性整合性、熱結合
のため、本質的に集積回路形態に適したものであ
る。しかし、トランスコンダクタンスの絶対値が
集積回路内部の拡散抵抗の絶対値に依存するた
め、絶対値が充分確保できないという問題点があ
る。すなわち、集積回路内の拡散抵抗は、±20％
程度の絶対値のばらつきと、約1500ppm／deｇ
の温度依存性を有しており、集積回路化した電流
増幅器のトランスコンダクタンスの絶対値もこの
影響をそのまま受ける。

ただし、上記絶対値のばらつきや温度依存性
は、集積回路内部で全体が構成される回路装置の
一部となる電流増幅器の場合には問題とならな
い。これに対して、集積回路からの電流出力を外
付けのＬ（コイル）、Ｃ（キヤパシタ）、Ｒ（抵抗）
素子等により電圧に変換するような電圧増幅器、
もしくは、電流増幅器を可変インピーダンス回路
として用い、プログラマブルな周波数特性やフイ
ルタ特性を実現する回路等においては、トランス
コンダクタンスの絶対値を高精度に実現すること
が強く望まれる。

第１図は、このような電流増幅器の一例を示す
回路図である。この第１図において、１は正電源
供給端子、２は負電源供給端子である。差動入力
−差動出力の電圧−電流変換回路３は、一対の互
いに等しい電流I_xをそれぞれ供給する電流源４の
各出力端子間に接続された抵抗値R₀の抵抗５と、
これらの電流源４と抵抗５とのそれぞれの接続点
にエミツタが接続されたPNP形トランジスタ６，
７とより成る。これらのトランジスタ６，７のそ
れぞれのペースである差動入力端子８，９に供給
された差動入力電圧が電流に変換され、これらの
トランジスタ６，７のそれぞれのコレクタである
差動出力端子１０，１１から電流I₁、I₂となつて
出力される。これらの出力電流I₁、I₂は、PN接
合対１２を構成するNPN形トランジスタ１３，
１４にそれぞれ供給される。トランジスタ１３，
１４は、各ベースがそれぞれのコレクタに接続さ
れてPN接合のアノードを形成しており、これら
のダイオード接続されたトランジスタ１３，１４
のカソードとなる各エミツタが共通接続されて定
電圧源に接続されている。さらに、PN接合対１
２を構成する各トランジスタ１４，１３の上記各
アノードは、エミツタ共通トランジスタ対１５を
構成するNPN形トランジスタ１６，１７の各ベ
ースにそれぞれ接続されている。これらのPN接
合対１２とエミツタ共通トランジスタ対１５とは
乗算器１８を構成する。エミツタ共通トランジス
タ対１５の共通エミツタに接続された電流源１９
は、電流2I_Yを流し、上記乗算器１８の乗算係数
を定めるものである。乗算器１８の出力端子２
０，２１には電流反転（カレントミラー）回路２
２が接続され、エミツタ共通トランジスタ対１５
の各トランジスタ１６，１７のそれぞれのコレク
タ出力電流I₃、I₄の差電流が出力電流i₀として出
力端子２３に取り出される。すなわち、端子２０
の出力電流I₄は電流反転回路２２により極性が反
転され、端子２１，２０の出力電流I₄、I₃の差成
分が出力電流i₀となつて、出力端子２３に表われ
る。なお、電流反転（カレントミラー）回路２２
はPNP形トランジスタ２４，２５により構成さ
れている。

このような第１図の構成において、電圧−電流
反転回路３の出力電流I₁、I₂は、 I₁≒I_x−ｖ／R₀ …… I₂≒I_x−ｖ／R₀ …… となり、乗算器１８の出力電流I₃、I₄は、 I₃＝I₁（I_Y／I_X） …… I₄＝I₂（I_Y／I_X） …… となる。これらの〜式より、出力電流i₀は、 i₀＝I₄−I₃＝2vI_Y／I_XR₀ …… となる。したがつて、この回路は、端子８，９間
の電位差を電流に変換し、その出力電流への変換
係数は電流源１９の電流値I_Yによつて制御し得
る。すなわち、この回路は、2I_Y／I_XR₀のトラン
スコンダクタンスを持ち、このトランスコンダク
タンスは電流比I_Y／I_Xと抵抗値R₀とで決定され
る。

ところで、集積回路内の拡散抵抗の絶対値精度
は、前述したように±20％程度であるが、相対値
精度は±２％程度の良好な特性を有する。したが
つて、第１図の回路を集積回路化する場合に、上
記電流比I_Y／I_Xは、電圧冷や抵抗比で定まるため
高い精度で設定することが可能であるが、抵抗値
R₀が±20％程度のばらつきを持ち、結果として、
上記トランスコンダクタンスの精度は、拡散抵抗
の精度でほぼ一義的に定まることになる。したが
つて、このような電流増幅器を電流出力形の集積
回路として構成する場合、その回路の性能は、拡
散抵抗精度により支配され、充分満足し得るもの
ではなかつた。

本発明は上述の点に鑑み、集積回路化した場合
に、トランスコンダクタンスを集積回路内部の拡
散抵抗の絶対値に依存することなく高精度に設定
することができ、適用される回路装置の特性向上
が図れ、集積回路の製造条件の緩和および歩留り
の向上を図れるような電流増幅器を提供すること
を目的とする。

すなわち、本発明に係る電流増幅器の特徴は、
２つの入力端子間に印加された差動電圧に対応し
た出力電流を得る集積回路化された電流増幅器に
おいて、差動トランジスタのエミツタに接続され
た第１のバイアス電流源および電圧−電流変換係
数を定める集積回路内に形成された第１の抵抗を
備えた差動入力−差動出力の電圧−電流変換回路
と、この電圧−電流変換回路の差動出力の電流が
供給されるPN接合対およびそれぞれのベースが
上記PN接合対の各一端に接続された少なくとも
１組のエミツタ共通トランジスタ対を備えた乗算
回路と、この乗算回路のエミツタ共通トランジス
タ対からの出力を取り出す出力端子と、上記エミ
ツタ共通トランジスタ対の共通エミツタに接続さ
れた第２のバイアス電流源と、基準電圧発生手段
と、この基準電圧発生手段が発生する基準電圧と
集積回路内に形成された第２の抵抗の抵抗値によ
り反比例関係で定まる第１の基準電流を発生する
手段と、上記基準電圧と集積回路外部に接続され
る第３の抵抗の抵抗値により反比例関係で定まる
第２の基準電流を発生する手段とを具備して成
り、上記第１の基準電流発生手段により上記第１
のバイアス電流源を制御し、上記第２の基準電流
発生手段により上記第２のバイアス電流源を制御
することである。

以下、本発明に係る好ましい実施例について図
面を参照しながら説明する。

第２図は本発明の第１の実施例としての電流増
幅器を示す回路図である。この第２図において、
本発明の先行技術を示す第１図と同様の部分には
同一の参照番号を付して説明を省略する。

先ず、基準電圧源３１は、たとえば集積回路内
部のPN接合の順方向電圧降下等を利用すること
により得られるものであり、この基準電圧源３１
に基き、内部基準電流I_RIと外部基準電流I_REとが
作られる。内部基準電流I_RIは、上記基準電圧源
３１と、集積回路内部の拡散抵抗により形成され
た内部基準抵抗３２により定められ、この内部基
準抵抗３２の抵抗値R_Iの絶対値は±20％程度の
誤差を含んでいるが、集積回路内部の他の拡散抵
抗との相対値精度は±２％程度となつている。外
部基準電流I_REは、基準電圧源３１と、基準電圧
端子３３と基準電流端子３４との間に接続された
集積回路外部の外部基準抵抗３５によつて定めら
れ、この外部基準抵抗３５の抵抗値R_Eは、たと
えば誤差が±数％以下の高精度に保たれている。
内部基準抵抗３２および外部基準抵抗３５の一端
は、基準電圧端子３３にそれぞれ接続され、これ
らの抵抗３２，３５の各他端は、電流反転回路３
６，３７にそれぞれ接続されている。NPN形ト
ランジスタ３８，３９および電流源４０は、電流
反転（カレントミラー）回路の入力端に生ずるダ
イオードの順方向電圧降下を打ち消すための回路
で、基準電圧端子３３には、基準電圧源３１の起
電圧にダイオードの順方向電圧降下分を加えた電
圧を発生する。その結果、内部および外部の基準
抵抗３２，３３には、実質的に基準電圧源３１の
起電圧が印加される。

電流反転回路３６は、NPNトランジスタ４１，
４２により構成され、その出力端子であるトラン
ジスタ４２のコレクタは電流反転（カレントミラ
ー）回路４３の入力端に接続される。この電流反
転回路４３は、PNP形トランジスタ４４，４５，
４６により接続され、トランジスタ４５，４６の
各コレクタより電流I_RI（前述の電流I_Xに対応）を
それぞれ出力する２出力タイプのものであり、各
出力端は前述の抵抗５の両端にそれぞれ接続され
ている。したがつて、第１図とともに前述した差
動入力、差動出力の電圧−電流変換回路３を構成
するトランジスタ６，７の定常電流（前記I_X）
は、上記内部基準電流I_RIとなる。次に、電流反
転（カレントミラー）回路３７は、NPN形トラ
ンジスタ４７，４８，４９により構成され、トラ
ンジスタ４７のコレクタがベースに接続されて電
流入力端となつており、トランジスタ４８，４９
のコレクタは共通接続されて出力端となつて、外
部基準電流I_REの２倍の電流2I_REを流す。この出力
端は、エミツタ共通トランジスタ対１５の共通エ
ミツタに接続されている。

このような構成の第１の実施例における出力電
流i₀は、第１図の先行技術の回路におけるI_X、I_Y
をそれぞれI_RI、I_REに置換したものとなり、前記
式より、 i₀＝2vI_RE／I_RIR₀ …… が得られる。したがつて、この第１の実施例回路
のトランスコンダクタンスは、2I_RE／I_RIR₀とな
る。このトランスコンダクタンス内のI_RE／I_RIは、
内部基準抵抗３２と外部基準抵抗３３との抵抗比
として与えられ、この抵抗比によつて式を表わ
すと、 i₀＝2vR_I／R_ER₀ …… となり、トランスコンダクタンスは2R_I／R_ER₀と
なる。ここで、式中のR_IおよびR₀は、いずれ
も集積回路内部に拡散等により形成された抵抗５
および３２のそれぞれ抵抗値であり、これらの抵
抗値の絶対値は、集積回路の製造条件や使用温度
等により大きく依存するが、R_I、R₀間の相対精
度は極めて高く良好な値を実現するものである。
これらの抵抗値R₀とR_Iの比をＫ（＝R_I／R₀）とす
るとき、式は i₀＝2vK／R_E …… と表わされ、外部基準抵抗３５の抵抗値R_Eと、
集積回路内部の拡散抵抗の比とで決定される。す
なわち、精度の低い拡散抵抗の絶対値に依存する
ことなく、トランスコンダクタンス2K／R_Eが高
精度に決定され、結果として、回路特性の性能向
上、および集積回路の製造条件の緩和や歩留りの
向上が期待できる。

次に、第３図は本発明の第２の実施例を示し、
第２図と対応する部分には同じ参照番号を付し説
明を省略する。この第３図に示す第２の実施例
は、第２図の第１の実施例に比較して、電圧−電
流変換回路および乗算回路の構成上の第１の相違
点、および基準電流の発生手段の第２の相違点
の、２つの大きな相違点を有している。

先ず、上記第１の相違点に関して、電圧−電流
変換回路および乗算回路の構成を説明する。すな
わち、第３図において、第１、第２の入力端子
８，９に各ベースがそれぞれ接続されたNPN形
の第１、第２のトランジスタ１０１，１０２と、
各ベースが上記第１、第２のトランジスタ１０
１，１０２の各エミツタにそれぞれ接続され、各
エミツタ間に抵抗５が接続されたPNP形の第３、
第４のトランジスタ６，７とにより電圧−電流変
換回路が構成され、各コレクタが上記第１、第２
のトランジスタ１０１，１０２の各エミツタにそ
れぞれ接続され、各ベースが上記第３、第４のト
ランジスタ６，７の各コレクタにそれぞれ接続さ
れたNPN形の第５、第６のトランジスタ１０５，
１０６と、各コレクタが上記第５、第６のトラン
ジスタ１０５，１０６の各ベースにそれぞれ接続
され、各ベースが上記第５、第６のトランジスタ
１０５，１０６の各エミツタにそれぞれ接続さ
れ、各エミツタが共通接続されたNPN形の第７、
第８のトランジスタ１３，１４と、各ベース、コ
レクタが上記第７、第８のトランジスタ１３，１
４の各ベースにそれぞれ接続され、各エミツタが
上記第７、第８のトランジスタ１３，１４の各エ
ミツタにそれぞれ接続されたNPN形の第９、第
10のトランジスタ１０３，１０４と、各ベースが
上記第７、第８のトランジスタ１３，１４のベー
スにそれぞれ接続された少なくとも１組のエミツ
タ共通トランジスタ対１５とにより乗算回路が構
成されている。

以上の構成において、トランジスタ１０１，１
０２はエミツタフオロワとして動作し、トランジ
スタ６，７をそれぞれ駆動する。PN接合対１２
を構成するトランジスタ１３，１４は、第２図の
ようなダイオード接続とはなつておらず、それぞ
れのベース−エミツタ間にダイオード接続のトラ
ンジスタ１０３，１０４を接続することにより、
それぞれ電流反転（カレントミラー）回路を構成
している。ここで、トランジスタ１０５，１０６
は、トランジスタ６，７の各コレクタ電流I₁、I₂
とトランジスタ１３，１４の各コレクタ電流が平
衡を保つための帰還回路を形成し、さらにトラン
ジスタ１０１，１０２の動作電流を定めている。
また、上述のように、トランジスタ１３，１０３
および１４，１０４は、それぞれ電流反転（カレ
ントミラー）回路を構成しているから、トランジ
スタ６と１０１、およびトランジスタ７と１０２
には、それぞれ常に一定比に保たれた電流が流れ
る。この電流比は、トランジスタ１３と１０３、
および１４と１０４についてのベース−エミツタ
間飽和電流比、すなわちエミツタ面積比によつて
設定される。たとえば、この電流比が１の場合に
は、トランジスタ６と１０１、および７と１０２
は概略等しい電流で動作する。その結果、入力信
号ｖに基くI₁、I₂の変化によつて生じたトランジ
スタ６，７のベース−エミツタ間電圧の変化と同
じ変化がトランジスタ１０１，１０２のベース−
エミツタ間電圧にも生じ、これらがそれぞれ互い
に相殺する。したがつて、入力端子８，９の電圧
変化が忠実に抵抗５の両端に伝達され、前記、
式で表わされた電流I₁、I₂は、より精度の高い
ものとなる。

なお、トランジスタのベース−エミツタ間電圧
は、エミツタ電流の対数関係として定まるため、
上記の効果はトランジスタ１３，１０３、および
１４，１０４の飽和電流比が１であることには限
定されない。

さらに、エミツタ共通トランジスタ対１５のベ
ース電流は、トランジスタ１３，１４，１０３，
１０４の電流には何らの影響を与えない。ベース
電流はトランジスタ１０５，１０６によつて供給
される。したがつてI_Y〓I_Xのような変換係数の設
定によつて変換係数の精度低下、非線形成分の発
生、異常動作等が起こらなくなる。

次に、第３図の第２の実施例における上記第２
の相違点である基準電流の発生手段の相違につい
て説明する。ここで、第２図に示す第１の実施例
を集積回路化した場合に、外部基準電流I_REを発
生するために、外部抵抗３５の接続用の基準電圧
端子３３および基準電流端子３４の２個の外部接
続ピン端子が必要となるが、第３図の第２の実施
例の場合には、外部抵抗接続の専用ピン端子とし
て１個の端子１０７のみを設けている。すなわ
ち、この第２の実施例においては、基準電圧源３
１の一端を正電源供給端子１に接続し、他端を
PNP形トランジスタ１１１のエミツタに接続す
ることにより、正電源供給端子１と上記端子１０
７との間に、基準電圧源３１の起電圧とトランジ
スタ１１１のベース−エミツタ間電圧を加えた基
準電圧を発生し、この基準電圧が外部基準抵抗３
５に印加されることによつて生じた外部基準電流
I_REを、端子１０７より集積回路内部に流してい
る。ここで、PNP形トランジスタ１１１，１１
２，１１３および電流源１１４は、前述した第１
の実施例のトランジスタ３８，３９および電流源
４０と同様に、電流反転回路３７の入力端に生ず
るダイオードの順方向電圧降下を打ち消すための
回路である。また、第３図の内部基準電流回路に
ついても、外部基準電流回路と同様に、NPN形
トランジスタ１１６，１１７，１１８および電流
源１１９が設けられている。このような第２の実
施例の基準電流発生のための構成によれば、外部
基準電流I_REを発生するための外部接続ピン端子
は１ピン（端子１０７）のみで済み、集積回路の
パツケージの自由度がより増大する。

以上説明した第２図に示す第１の実施例、およ
び第３図に示す第２の実施例において、電流増幅
を行なう部分自体の構成と、基準電流発生部分の
構成とは、それぞれ独立に任意に組み合わせて用
いることが可能である。

次に、集積回路内部の基準電圧発生手段は、主
として次の３つの方法がある。

すなわち、第１に、PN接合の順方向降下（た
とえばトランジスタのV_BE）を用いる方法であ
り、大きな温度係数を有し、簡便な手段として用
いられる。

第２に、ツエナダイオードのようなPN接合の
降伏電圧を用いる方法である。

第３に、熱電圧V_T（＝kT／ｑ）とV_BEとにより
バンドギヤツプリフアレンスの方法である。

これらの方法は、いずれも本発明に適用可能で
ある。また、基準電圧端子（第２図の端子３３）
に、集積回路外部にて発生した基準電圧を印加し
てもよい。さらに、集積回路に供給される電圧が
安定である場合には、電源電圧、またはそれを分
圧した電圧を基準電圧として用いることができ
る。

次に、本発明に係る電流増幅器は乗算回路の
PN接合対１２に接続されたエミツタ共通トラン
ジスタ対１５を複数個備えることにより、複数の
出力を得ることができる。

ところで、同一集積回路チツプ上に複数チヤン
ネル（たとえばオーデイオステレオにおける左右
チヤンネル）の電流増幅器を備える場合には、上
記第１、第２の実施例の基準電圧発生手段を１個
のみ設け、基準電流を電流反転（カレントミラ
ー）回路等により複数個取り出して各電流増幅器
に供給するように構成すればよい。

すなわち、第４図は本発明の応用例として、１
個の集積回路５１内に２個の電流増幅回路部５
２，５３を設けたものを示している。この第４図
において、電流増幅回路部５２および５３は、そ
れぞれ２個の入力端子５４，５５および５６，５
７を有しており、それぞれ差動入力端子対５８お
よび５９に接続されている。電流増幅回路部５
２，５３の出力は、それぞれ出力端子６０，６１
に供給され、また演算増幅器６２，６３のそれぞ
れの反転入力端子に供給されている。これらの演
算増幅器６２，６３の各出力端子６４，６５は信
号出力端子６６，６７にそれぞれ接続され、ま
た、各出力端子６４，６５はそれぞれ帰還回路網
６８，６９を介して各端子６０，６１に接続され
ている。集積回路５１内部には、１個の基準電流
発生回路部７０が設けられており、この回路部７
０から出力される前記内部基準電流I_REおよび外
部基準電流I_REが、２個の電流増幅回路部５２，
５３にそれぞれ供給されている。

このような構成により、差動入力端子対５８，
５９にそれぞれ印加された２チヤンネルの差動入
力電圧は、電流増幅回路部５２，５３により電流
出力に変換され、さらに、演算増幅器６２，６３
および帰還回路網６８，６９によつて任意の周波
数の重み付けがなされた電圧信号として、信号出
力端子６６，６７にそれぞれ取り出される。この
回路の電圧利得は、集積回路内部の拡散抵抗の絶
対値には完全に依存しない。また利得は、外部基
準抵抗３５を変えることにより任意に設定可能で
ある。

次に、本発明に係る電流増幅器をオーデイオノ
イズリダクシヨン装置、たとえば第５図に示すよ
うなスライデイングバンド方式のノイズリダクシ
ヨン装置に適用しても好ましい。

この第５図のノイズリダクシヨン装置におい
て、入力端子７１に供給された入力信号は、利得
１で周波数特性の平坦な主信号路７２、および可
変遮断周波数の高域通過フイルタを主要部とする
副信号路７３に送られ、これらの主信号路７２お
よび副信号路７３からの出力は、加算器７４で加
算されて、出力端子７５に送られる。ここで、副
信号路７３に設けられた可変遮断周波数の高域通
過フイルタは、信号レベルを検出するレベル検出
回路を備えた制御回路からの制御信号に応じて遮
断周波数が制御される。この可変遮断周波数の高
域通過フイルタは、一般に可変抵抗回路とフイル
タ回路網とで構成され、この可変抵抗回路に本発
明の電流増幅器を適用することができる。

すなわち、第６図は電流増幅器による可変抵抗
回路の構成例を示しており、本発明の電流増幅器
８１の出力端子２３を反転入力端子９に接続して
負帰還路を形成し、可変抵抗回路の入力端子８２
を端子８に、出力端子８３を端子２３にそれぞれ
接続して２端子回路として構成したものである。
この可変抵抗回路の入出力端子８２，８３から見
た等価回路は、第７図に示すように、バツフアア
ンプ８４と可変抵抗８５との直列接続回路とな
る。

ここで、第８図は、前記第１の実施例の電流増
幅器を第６図の可変抵抗回路として用い、前述し
たスライデイングバンド方式のノイズリダクシヨ
ン装置に適用した応用例を示している。

この第８図において、集積回路９１内部に第５
図のノイズリダクシヨン装置の主要部が形成され
ており、入力端子７１に供給された入力信号に対
してノイズリダクシヨンがなされて出力端子７５
から出力される。

すなわち、入力端子７１の入力信号は、前述し
た電流増幅器の電圧−電流変換回路を構成する一
方のトランジスタ６のベースに供給され、また、
上記入力信号は、主信号路７２を介して加算回路
として動作する演算増幅器９２の非反転入力端子
に供給されている。前述の電流増幅器の乗算回路
の入力段に設けられたPN接合対１２には、２組
のエミツタ共通トランジスタ対９３，９４が接続
され、２つの電流出力が得られるようになつてい
る。エミツタ共通トランジスタ対９３の出力端子
は、上記電圧−電流変換回路の他方のトランジス
タ７のベースに接続され、また、集積回路９１の
端子９５を介してキヤパシタ９６の一端に接続さ
れている。キヤパシタ９６の他端は接地されてい
る。

これらの上記電圧−電流変換回路および乗算回
路の一部（PN接合１２とエミツタ共通トランジ
スタ対９３）より成る電流増幅回路部は、第６図
のように、エミツタ共通トランジスタ対９３の出
力が入力段のトランジスタ７のベースに負帰還さ
れる構成となつていることより、端子９５から見
た等価回路は第７図のような可変抵抗回路とな
る。そして、この可変抵抗回路とキヤパシタ９６
とで、実質的に一次形の高域通過フイルタ回路を
構成し、上記可変抵抗回路の抵抗値を変化させる
ことにより、このフイルタ回路の遮断周波数が変
化する。ここで、上記可変抵抗回路の抵抗値は、
エミツタ共通トランジスタ対９３の共通エミツタ
電流を制御することによつて制御可能である。す
なわち、エミツタ共通トランジスタ対９３の共通
エミツタには、入力端が前記基準電流端子３４に
接続された電流反転（カレントミラー）回路９７
の出力端が接続され、この電流反転回路９７の出
力側トランジスタと並列に、制御入力端子９８か
らの制御信号に応じて電流値が制御される電流源
９９を接続している。なお、制御入力端子９８に
は、前記副信号路出力により制御電圧を得るため
の制御回路が接続されるが、説明を簡略化するた
めに第８図では省略している。

次に、上記乗算回路のエミツタ共通トランジス
タ対９４は、高域通過特性の副信号出力を得るた
めに、端子７１，９１間の電位差に対応した電流
出力を作り出している。このエミツタ共通トラン
ジスタ対９４の出力は、上記加算回路として作用
する演算増幅器９２の反転入力端子に供給されて
いる。この場合、演算増幅器９２は、主信号路７
２に対して電圧フオロワとして作用し、副信号路
出力は電流源化されているために該出力に対して
反転増幅器として作用する。ところで、副信号路
の利得は、入力端子７１からエミツタ共通トラン
ジスタ対９４の出力までのトランスコンダクタン
スと、演算増幅器９２の負帰還抵抗１００の抵抗
値との積により定まる。この抵抗１００は集積回
路内部の拡散抵抗として形成されるため、上記ト
ランスコンダクタンスは拡散抵抗の絶対値に反比
例するように構成されるべきである。したがつ
て、前記エミツタ共通トランジスタ対９３の共通
エミツタ電流が前記外部基準電流I_REによつて与
えられているのに対し、上記エミツタ共通トラン
ジスタ対９４の共通エミツタ電流は、前記内部基
準電流I_RIが与えられている。

このような構成を有するノイズリダクシヨン装
置において、入力端子７１への入力信号が無いと
き（無信号時）に、副信号路の遮断周波数は最も
低下した状態となり、このとき電流源９９の電流
は略０となる。したがつて、エミツタ共通トラン
ジスタ対９３の共通エミツタ電流は略前記外部基
準電流I_REとなり、前述の本発明の説明からも明
らかなように、可変抵抗回路は集積回路内の拡散
抵抗の絶対値に依存しない等価抵抗値が得られ、
副信号路の遮断周波数は拡散抵抗の影響を受けな
い。

次に、入力信号が印加されると、制御回路（図
示せず）の作用により、電流源９９に電流が流れ
る。したがつて、副信号路の遮断周波数は上昇
し、主に電流源９９により支配的に定められる。
この場合、制御回路入力に対して電流源９９の電
流が拡散抵抗の絶対値に依存しないような構成と
することにより、入力信号印加状態での副信号路
の遮断周波数も拡散抵抗の絶対値に依存しないよ
うに制御できる。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるも
のではなく、たとえば上記各トランジスタの導電
形のPNP形とNPN形とを互いに交換してもよ
く、また、２個の並列的な電流源を用いる代わり
に１個の電流源出力を分流して用いてもよい。

以上説明したように、本発明に係る電流増幅器
によれば、集積回路化した場合に、同一基準電圧
から、集積回路内の拡散抵抗に反比例した内部基
準電流と、集積回路外部に接続した基準抵抗に反
比例した外部基準電流を用い、電流増幅器のトラ
ンスコンダクタンスが拡散抵抗の絶対値に依存し
ないようにすることが可能となる。したがつて、
ある種の電圧増幅器、プログラマブルフイルタ回
路、またその発展形であるスライヂイングバンド
方式ノイズリダクシヨン装置等への応用におい
て、利得、周波数特性等の精度が拡散抵抗の絶対
値に依存せず、高精度化が図れる。さらにその結
果として、回路特性の性能向上、および集積回路
の製造条件の緩和や歩留りの向上が期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流増幅器の先行技術を示す回路図、
第２図は本発明に係る電流増幅器の第１の実施例
を示す回路図、第３図は第２の実施例を示す回路
図、第４図は本発明に係る電流増幅器の応用例を
示すブロツク回路図、第５図はスライデイングバ
ンド方式のノイズリダクシヨン装置の基本構成を
示すブロツク図、第６図は本発明に係る電流増幅
器の他の応用例を示すブロツク図、第７図は第６
図の等価回路図、第８図は本発明に係る電流増幅
器を第６図の可変抵抗回路に応用して第５図のノ
イズリダクシヨン装置を構成した具体例を示す回
路図である。 ３……電圧−電流変換回路、５……第１の抵
抗、８，９……入力端子、１２……PN接合体、
１５，９３，９４……エミツタ共通トランジスタ
対、３１……基準電圧源、３２……内部基準抵抗
（第２の抵抗）、３５……外部基準抵抗（第３の抵
抗）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２つの入力端子に印加された差動電圧に対応
   した出力電圧を得る集積回路化された電流増幅器
   において、 差動トランジスタのエミツタに接続された第１
   のバイアス電流源および電圧−電流変換係数を定
   める集積回路内に形成された第１の抵抗を備えた
   差動入力−差動出力の電圧−電流変換回路と、 この電圧−電流変換回路の差動出力電流が供給
   されるPN接合対およびそれぞれのベースが上記
   PN接合対の各一端に接続された少なくとも１組
   のエミツタ共通トランジスタ対を備えた乗算回路
   と、 この乗算回路のエミツタ共通トランジスタ対か
   らの出力を取り出す出力端子と、 上記エミツタ共通トランジスタ対の共通エミツ
   タに接続された第２のバイアス電流源と、 基準電圧発生手段と、 この基準電圧発生手段が発生する基準電圧と集
   積回路内に形成された第２の抵抗の抵抗値により
   反比例関係で定まる第１の基準電流を発生する手
   段と、 上記基準電圧と集積回路外部に接続される第３
   の抵抗の抵抗値により反比例関係で定まる第２の
   基準電流を発生する手段とを具備して成り、 上記第１の基準電流発生手段により上記第１の
   バイアス電流源を制御し、上記第２の基準電流発
   生手段により上記第２のバイアス電流源を制御す
   ることを特徴とする電流増幅器。