JPS596605A

JPS596605A - 電流増幅器

Info

Publication number: JPS596605A
Application number: JP57115228A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Katakura; 雅幸片倉
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1982-07-02
Filing date: 1982-07-02
Publication date: 1984-01-13
Also published as: JPH0452646B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、一対の差動入力端子に印加された入力信号の
差電圧に対応する出力電流を得る電流増幅器に関し、特
に、集積回路化に好適なものである。

たとえば、平衡信号として伝送された信号から同相成分
を除去し不平衡信号に変換する計測用増幅器や、利得を
電気的に制御可能な電圧−電流変換器、電圧増幅器、又
は可変インピーダンス回路等を実現する手段きして、差
動入力−差動出力の電圧−電流変換回路と乗算回路とを
組み合わせて電流出力を得る手段が必要とされる。

このような形態の電流増幅器は、集積回路化した場合に
より良好な素子間の特性整合性、熱結合のため、本質的
に集積回路形態に適したものである。しかし、トランス
コンダクタンスの絶対値が集積回路内部の拡散抵抗の絶
対値に依存するため、絶対値が充分確保できないという
問題点がある。

すなわち、集積回路内の拡散抵抗は、±２０％程度の絶
対値のばらつきと、約１５００　ｍ／ｄｅｌの温度依存
性を有しており、集積回路化した電流増幅器のトランス
コンダクタンスの絶対値もこの影響をそのまま受ける。

ただし、上記絶対値のばらつきや温度依存性は、集積回
路内部で全体が構成される回路装置の一部となる電流増
幅器の場合には問題とならない。これに対して、集積回
路からの電流出力を外付けのＬ（コイル）、Ｃ（キャパ
シタ）、Ｒ（抵抗）素子等により電圧に変換するような
電圧増幅器、もしくは、電流増幅器を可変インピーダン
ス回路として用い、プログラマブルな周波数特性やフィ
ルタ特性を実現する回路等においては、トランスコンダ
クタンスの絶対値を高精度に実現することが強く望まれ
る。

第１図は、このような電流増幅器の一例を示す回路図で
ある。この第１図において、１は正電源供給端子、２は
負電源供給端子である。差動入力−差動出力の電圧電流
変換回路３は、一対の互いに等しい電流Ｉｘをそれぞれ
供給する電流源４の各出力端子間に接続された抵抗値Ｒ
ｏの抵抗５と、これらの電流源４と抵抗５とのそれぞれ
の接続点にエミッタが接続されたＰＮＰＮ上形ンジスタ
６゜７とより成る。これらのトランジスタ６．７のそれ
ぞれのベースである差動入力端子８，９に供給された差
動入力電圧が電流に変換され、これらの１−ランジスク
ロ、７のそれぞれのコレクタである差動出力端子１０．
１１から電流Ｌ　、　Ｉ２　　となって出力される。こ
れらの出力電流Ｌ　、Ｉ２は、ＰＮ接合対１２を構成す
るＮＰＮ形トランジスタ１３．１４にそれぞれ供給され
る。トランジスタ１３．１４は、各ベースがそれぞれの
コレクタに接続されてＰＮ接合のアノードを形成してお
り、これらのダイオード接続されたトランジスタ１３゜
１４のカソードとなる各エミッタが共通接続されて定電
流源に接続されている。さらに、ＰＮ接合対１２を構成
する各トランジスタ１４，１３の上記各アノードは、エ
ミッタ共通トランジスタ対１５を構成するＮ　ｌ）　Ｎ
形トランジスタ１６．１７の各ベースにそれぞれ接続さ
れている。これらのＰＮ接合対１２とエミッタ共通トラ
ンジスタ対１５とは乗算器１８を構成する。エミッタ共
通トランジスタ対１５の共通エミッタに接続された電流
源１９は、電流２■）・を流し、上記乗算器１８の乗算
係数を定めるものである。乗算器１８の出力端子２０．
２１には電流反転（カレントミラー）回路２２が接続さ
れ、エミッタ共通トランジスタ対１５の各トランジスタ
１６．１７のそれぞれのコしフタ出力電流Ｉ３．１４　
　の差電流が出力電流１゜きして出力端子２３に取り出
される。すなわち、端子２０の出力電流■４は電流反転
回路２２によ１）硬性が反転され、端子２１．２０の出
力電流Ｉ４゜Ｉ３　の差成分か出力電流１ｏ　となって
、出力端子２３に表われる。なお、電流反転（カレント
ミラー）回路２２はＩ）　Ｎ　Ｐ形トランジスタ２４．
２５により構成されている。

このような第１図の構成において、電圧−電流反転回路
３の出力電流Ｌ　、Ｉ２は、 ■１千Ｉ　ｘ　　ｖ　／′ＲＯ・・・曲曲曲■Ｉ　２　
＋　Ｉ　ｘ　＋　ｖ　、’Ｒｏ　　　　　　曲曲曲、、
、■となり、乗算器１８の出力電流Ｉ３　、　Ｉ４　　
は、Ｉ３　＝　Ｌ　（ＩＹ／ＩＸ　）　　　　　　・・
・・・・・・・・・・・・・Ｑ、Ｉ４　＝　Ｉ２　（Ｉ
ｖ／Ｉｘ　）　　　　　・・・・・・・・・・曲灼とな
る。こイ］らの０〜０式より、出力電流１ｏは、’Ｏ”
ｌ４Ｉ３＝２〜“ＩＹ／ＩＸＩ（０・・・曲曲曲■となる。した
がって、この回路は、端子８，９間の電泣差を電流に変
換し、その出力電流への変換係数は電流源１９の電流値
工１・にょって制御し得る。すなわち、この回路は、２
　ＩＹ　／　ＩｘＲｏのトランスコンダクタンスを持ち
、このトランスコンダクタンスは電流比ＩＹ／ＩＸと抵
抗値Ｒｏとで決定される。

ところで、集積回路内の拡散抵抗の絶対値精度は、前述
したように±２０％程度であるが、相対値精度は±２係
程度の良好な特性を有する。したがって、第１図の回路
を集積回路化する場合に、上記電流比Ｉｙ／Ｉｘは、電
圧比や抵抗比で定まるため高い精度で設定することが可
能であるが、抵抗値ＲＯが±２０チ程度のばらつきを持
ち、結果として、上記トランスコンダクタンスの精度は
、拡散抵抗の精度でほぼ一義的に定まることになる。

したがって、このような電流増幅器を電流出力形の集積
回路として構成する場合、その回路の性能は、拡散抵抗
精度により支配され、充分満足し得るものではなかった
。

本発明は上述の点に鑑み、集積回路化した場合に、トラ
ンスコンダクタンスを集積回路内部の拡散抵抗の絶対値
Ｃと依存することなく高精度に設定することができ、適
用される回路装置の特性向上が図れ、集積回路の製造条
件の緩和および歩留りの向上を図れるような電流増幅器
を提供することを目的とする。

すなわち、本発明に係る電流増幅器の特徴は、２つの入
力端子間に印加された差動電圧に対応した出力電流を得
る集積回路化された電流増幅器において、第１のバイア
ス電流源および電圧−電流変換係数を定める集積回路内
に形成された第１の抵抗を備えた差動入力−差動出力の
電圧−電流変換回路と、この電圧−電流変換回路の差動
出力電流が供給されるＰＮ接合対およびそれぞれのベー
スが上記ＰＮ接合対の両端に接続された少なくとも１組
のエミッタ共通トランジスタ対を備えた乗算回路と、上
記エミッタ共通トランジスタ対の共通エミッタに接続さ
れた第２のバイアス電流源と、基準電圧発生手段と、こ
の基準電圧発生手段が発生する基準電圧と集積回路内に
形成された第２の抵抗の抵抗値により定まる第１の基準
電流を発生する手段と、上記基準電圧と集積回路外部に
接続される第３の抵抗の抵抗値により定まる第２の基準
電圧を発生する手段とを具備して成り、上記第１の基準
電流発生手段により上記第１のバイアス電流源を制御し
、上記第２の基準電流発生手段に以下、本発明に係る好
ましい実施例について図面を参照しながら説明する。

第２図は本発明の第１の実施例としての電流増幅器を示
す回路図である。この第２図において、本発明の先行技
術を示す第１図と同様の部分には同一の参照番号を付し
て説明を省略する。

先ず、基準電圧源３１は、たとえば集積回路内部のＰＮ
接合の順方向電圧時下等を利用することにより得られる
ものであり、この基準電圧源３１に基き、内部基準電流
ＩＲＩと外部基準電流ＩＲＥとが作られる。内部基準電
流ＩＲＴは、上記基準電圧源３１と、集積回路内部の拡
散抵抗により形成された内部基準抵抗３２により定めら
れ、この内部基準抵抗３２の抵抗値ＲＨの絶対値は±２
０％程度の誤差を含んでいるが、集積回路内部の他の拡
散抵抗との相対値精度は±２チ程度となっている。

外部基準電流１１１ｇは、基準電圧源３１と、基準電圧
端子３３と基準電流端子３４との間に接続された集積回
路外部の外部基準抵抗３５によって定められ、この外部
基準抵抗３５の抵抗値ＲＥは、たとえば誤差が士数多以
下の高精度に保たれている。

内部基準抵抗３２および外部基準抵抗３５の一端は、基
準電圧端子３３にそれぞれ接続され、これらの抵抗３２
．３５の谷他端は、電流反転回路３６．３７にそれぞれ
接続されている。ＮＰＮ形トランジスタ３８．３９およ
び電流源４０は、電流反転（カレントミラー）回路の入
力端に生ずるダイオードの順方向電圧降下を打ち消すた
めの回路で、基準電圧端子３３には、基準電圧源３１の
起電圧にダイオードの順方向電圧降下分を加えた電圧を
発生する。その結果、内部および外部の基準抵抗３２．
３３には、実質的に基準電圧源３１の起電圧が印加され
る。

電流反転回路３６は、ＮＰＮトランジスタ４１゜４２に
より構成され、その出力端子であるトランジスタ４２の
コレクタは電流反転（カレントミラー）回路４３の入力
端に接続される。この電流反転回路４３は、ＰＮＰ形ト
ランジスタ４４．４５゜４６により構成され、トランジ
スタ４５，４６の各コレクタより電流■旧（前述の電流
Ｉｘに対応）をそれそ゛れ出力する２出力タイプのもの
であり、各出力端は前述の抵抗５の両端にそれそ′れ接
続されている。したがって、第１図とともに前述した差
動入力、差動出力の電圧−電流変換回路３を構成するト
ランジスタ６．７の定常′電流（前記Ｉｘ）は、上記内
部基準電流ＩｒＢとなる。次に、電流反転（カレントミ
ラー）回路３７は、ＮＰＮ形トランジスタ４７，４８．
４９により構成され、トランジスタ４７のコレクタがベ
ースに接続されて電流入力端となっており、トランジス
タ４８．４９のコレクタは共通接続されて出力端となっ
て、外部基準電流１１１Ｅの２倍の電流２　ＩＲＥを流
す。この出力端は、エミッタ共通１−ランジスタ対１５
の共通エミッタに接続されている。

このような構成の第１の実施例における出力−流Ｉｏは
、第１図の先行技術の回路におけるＩｘ　。

ＩｙをそれぞれＩ＋ｕ　、　ＩＲＨに置換したものとな
り、前記０式より、ｉｏ　＝　２　Ｖ　ＩＲＥ　／　ＩＲＩＲＯ・・・・・
・・・・・・・・・・■が得られる。したがって、この
第１の実施例回路のトランスコンダクタンスは、２　Ｉ
ＲＥ／　ＩｎＩＲＱとなる。

このトランスコンダクタンス内のＩｎＥ／ＩＲｒは、内
部基準抵抗３２と外部基準抵抗３３との抵抗比として与
えられ、この抵抗比によって０式を表４っすと、１ｏ＝２■ＲＩ／ＲＥＲｏ　　　　　　　・・・・川・
曲・・・■となす、トランスコンダクタンスは２　Ｒ１
／ＲＥ　ＲＯとなる。ここで、■式中のＲＩおよびＲｏ
は、いずれも集積回路内部に拡散等により形成された抵
抗５および３２のそれぞれ抵抗値であり、これらの抵抗
値の絶対値は、集積回路の製造条件や使用温度等により
大きく依存するが、Ｒ１、Ｒｏ　間の相対精度は極めて
高く良好な値を実現するものである。これらの抵抗値Ｒ
ｏとＲ＋の比をＫ　（＝　Ｒｒ／Ｒｏ）とするとき、■
式はｉ　ｏ　＝　２　ｖ　Ｋ／　ＲＥ　　　　　　　、、、
曲曲曲■と表わされ、外部基準抵抗３５の抵抗値１’（
Ｅと、集積回路内部の拡散抵抗の比とで決定される。す
なわち、精度の低い拡散抵抗の絶対値に依存することな
く、トランスコンダクタンス２Ｋ　／　ＲＥが高精度に
決定され、結果として、回路特性の性能向上、および集
積回路の製造条件の緩和や歩留りの向上が期待できる。

次に、第３図は本発明の第２の実施例を示し、第２図と
対応する部分には同じ参照番号を付し説明を省略する。

この第３図に示す第２の実施例は、第２図の第１の実施
例に比較して、電圧−電流変換回路および乗算回路の構
成上の第１の相違点、および基準電流の発生手段の第２
の相違点の、２つの大きな相違点を有している。

先ず、上記第１の相違点に関して、電圧−電流変換回路
および乗算回路の構成を説明する。すなわち、第３図に
おいて、第１、第２の入力端子８゜９に各ベースがそれ
ぞれ接続されたＮＰＮ形の第１、第２のトランジスタ１
０１，１０２と、各ベースが上記第１、第２のトランジ
スタｉｏ１．ｉ０２の谷エミックにそれぞれ接続され、
谷エミソク間に抵抗５か接続されたＰＮＰ形の第３、第
４のトランジスタ６．７とにより電圧−電流変換回路が
構成され、各コレクタが上記第１、第２のトランジスタ
１０１．１０２の各エミッタにそれぞれ接続され、谷ベ
ースが上記第３、第４のトランジスタ６．７の各コレク
タにそれぞれ接続されたＮＰＮ形の第５、第６のトラン
ジスタ１０５，１０６と、谷コレククが上記第５、第６
のトランジスタ１０５，１０６の谷ベースにそれぞれ接
続され、各ベースが上記第５、第６のトランジスタ１０
５．１０６の各エミッタにそれぞれ接続され、各エミッ
タか共通接続されたＮＰＮ形の第７、第８のトランジス
タ１３　、１４（！：、Ｇベース、：’Ｌ’クタが上記
第７、第８のトランジスタ１３．１４の各ベースにそれ
ぞれ接続され、各エミッタが上記第７、第８のトランジ
スタ１３．１４の各エミッタにそれぞれ接続されたＮＰ
Ｎ形の第９、第１０のトランジスタ１０３，１０４と、
各ベースが上記第７、第８のトランジスタ１３．１４の
べ−スにそれぞれ接続された少なくとも１組のエミッタ
共通トランジスタ対１５とにより乗算回路が構成されて
いる。

以上の構成において、トランジスタ１０１，１０２はエ
ミッタフォロワとして動作し、トランジスタ６．７をそ
れぞれ駆動する。Ｐ　Ｎ接合対１２を構成するトランジ
スタ１３．１４は、第２図のようなダイオード接続とは
なっておらず、それぞれの・＼−スーエミッタ間にダイ
オード接続のトう；；’ス、９１０３．１０４を接続す
ることにより、そイ１ぞイ１電流反転（カレントミラー
）回路を構成している。ここで、トランジスタ１０５，
１０６は、トランジスタ６．７の各コレクタ電流り。

Ｉ２　とトランジスタ１３．１４の谷コレクタ電流か平
ｆ蛸を１呆ったｙ）の帰還回路を形成し、さらに１・−
７シジスタ１０１．１０２の動作電流を定めている。ま
た、上述のように、トランジスタ１３，１０３、および
１４，１０４は、それぞれ電流反転（カレ〉トミラー）
回路を構成しているから、トランジスタ６と１０１、お
よびトランジスタ７と１０２には、それぞれ常に一定比
に保たれた電流か流れる。この′電流比は、トランジス
タ１３と１０３、および１４と１０４についてのベース
ーエミノタ間飽和電流比、すなわちエミツタ面積比によ
って設定される。たとえば、この電流比か１の場合には
、トランジスタ６と１０１、および７と１０２は概略等
しい電流で動作する。その結果、入力信号■に基（ＩＩ
　、　Ｉ２の変化によって生じたトランジスタ６．７の
ベース−エミッタ間電圧の変化と同し変化がトランジス
タ１０１．１０２の・＼−スーエミッタ間電圧にも生じ
、これらかそれぞれ互いに相殺する。したがって、入力
端子８゜９の電圧変化かり実に抵抗５の両端に伝達され
、前記■、■式で表わされた電流Ｉ＋　、　Ｉ２は、よ
り精度の高いものとなる。

なお、トランジスタのベース−エミッタ間電圧は、エミ
ッタ電流の対数関数として定まるため、上記の効果は１
〜ランジスタ１３，１０３、および１４．１０４の飽和
電流比が１であることには限定されない。

さらに、エミッタ共通トランジスタ対１５のベース電流
は、トランジスタ１３，１４，１０３゜１０４の電流に
は何らの影響を与えない。ベース電流はトランジスタ１
０５．１０６によって供給される。したがって、ＩＹ　
＞ＩＸのような変換係数の設定によって変換係数の精度
低下、非線形成分の発生、異常動作等が起こらなくなる
。

次に、第３図の第２の実施例における上記第２の相違点
である基準電流の発生手段の相違について説明する。こ
こで、第２図に示す第１の実施例を集積回路化した場合
に、外部基準′電流ＩＲＥを発生するために、外部抵抗
３５の接続用の基準電圧端子３３および基準電流端子３
４の２個の外部接続ビン端子が必要となるが、第３図の
第２の実施例の場合にζ大外部抵抗接続の専用ピン端子
として１個の端子１０７のみを設けている。すなわち、
この第２の実施例においては、基準電圧源３１の一端を
正電源供給端子１に接続し、他端をＰＮＰＮ上形ンジス
タ１１１のエミッタに接続することにより、正電源供給
端子１と上記端子１０７との間に、基準電圧源３１の起
電圧とトランジスタ１１１のベース−エミッタ間電圧を
加えた基準電圧を発生し、この基準電圧が外部基準抵抗
３５に印加されることによって生じた外部基準電流ＩＲ
Ｅを、端子１０７より集積回路内部に流している。ここ
で、ＰＮＰＮ上形ンジスタ１１１，１１２，１１３およ
び電流源１１４は、前述した第１の実施例のトランジス
タ３８，３９および電流源４０と同様に、電流反転回路
３７の入力端に生ずるダイオードの順方向電圧降下を打
ち消すための回路である。また、第３図の内部基準電流
回路についても、外部基準電流回路と同様に、ＮｐＮ形
トランジスタ１１６，１１７，１１８および電流源１１
９が設けられている。このような第２の実施例の基準電
流発生のための構成によれば、外部基準電流■ＲＥ　を
発生するための外部接続ピン端子は１ピン（端子１０７
）のみで済み、集積回路のパッケージの自由度がより増
大する。

以上説明した第２図に示す第１の実施例、および第３図
に示す第２の実施例において、電流増幅を行なう部分自
体の構成と、基準電流発生部分の構成とは、それぞれ独
立に任意に組み合わせて用いることが可能である。

次に、集積回路内部の基準電圧発生手段は、主として次
の３つの方法がある。

すなわち、第１に、ＰＮ接合の順方向降下（たとえばト
ランジスタのＶＢＥ）を用いる方法であり、大きな温度
係数を有し、簡便な手段として用いられる。

第２に、ツェナダイオードのようなＰＮ接合の降伏電圧
を用いる方法である。

第３に、熱電圧ＶＴ（＝ｋＴ／Ｑ）とＶＢＥとによりバ
ンドギャップリファレンスの方法である。

これらの方法は、いずれも本発明に適用可能である。ま
た、基準電圧端子（第２図の端子３３）に、集積回路外
部にて発生した基準電圧を印加してもよい。さらに、集
積回路に供給される電圧が安定である場合には、電源電
圧、またはそれを分圧した電圧を基準電圧として用いる
ことができる。

次に、本発明に係る電流増幅器は乗算回路のＰＮ接合対
１２に接続されたエミッタ共通トランジスタ対１５を複
数個備えることにより、複数の出力を得ることができる
。

ところで、同一集積回路チップ上に複数チャンネル（た
とえはオーディオステレオにおける左右チャンネル）の
電流増幅器を備える場合には、上記第１１第２の実施例
の基準電流発生手段を１個のみ設け、基準電流を電流反
転（カレン］・ミラー）回路等により複数個取り出して
各電流増幅器に供給するように構成すればよい。

すなわち、第４図は本発明の応用例として、１個の集積
回路５１内に２個の電流増幅回路部５２゜５３を設けた
ものを示している。この第４図において、電流増幅回路
部５２お゛よび５３は、それぞれ２個の入力端子５４．
５５および５６．５７を有しており、それぞれ差動入力
端子対５８および５９に接続されている。電流増幅回路
部５２，５３の出力は、それぞれ出力端子６０．６１に
供給され、また演算増幅器６２．６３のそれぞれの反転
入力端子に供給されている。これらの演算増幅器６２．
６３の谷出力端子６４．６５は信号出力端子６６．６７
にそれぞれ接続され、また、各出力端子６４．６５はそ
れぞれ帰還回路網６８，６９を介して各端子６０．６１
に接続されている。

集積回路５１内部には、１個の基準電流発生回路部７０
が設けられており、この回路部７０から出力される前記
内部基準電流ＩＲＥおよび外部基準電流ＩＲＥが、２個
の電流増幅回路部５２．５３にそれぞれ供給されている
。

このような構成により、差動入力端子対５８゜５９にそ
れぞれ印加された２チヤンネルの差動入力電圧は、電流
増幅回路部５２．５３により電流出力に変換され、さら
に、演算増幅器６２．６３および帰還回路網６８．６９
によって任意の周波数の重み付けがなされた電圧信号と
して、信号出力端子６６．６７にそ、れぞれ取り出され
る。この回路の電圧利得は、集積回路内部の拡散抵抗の
絶対値には完全に依存しない。また利得は、外部基準抵
抗３５を変えることにより任意に設定可能である。

次に、本発明に係る電流増幅器をオーディオノイズリダ
クション装置、たとえば第５図に示すようなスライディ
ングバンド方式のノイズリダクション装置に適用しても
好ましい。

この第５図のノイズリダクション装置において、入力端
子７１に供給された入力信号は、利得１で周波数特性の
平坦な主信号路７２、および可変遮断周波数の高域通過
フィルタを主要部とする副信号路７３に送られ、これら
の主信号路７２および副信号路７３からの出力は、加算
器７４で加算されて、出力端子７５に送られる。ここで
、副信号路７３に設けられた可変遮断周波数の高域通過
フィルタは、信号レベルを検出するレベル検出回路を備
えた制御回路からの制御信号に応じて遮断周波数が制御
される。この可変遮断周波数の高域通過フィルタは、一
般に可変抵抗回路とフィルタ回路網とで構成され、この
可変抵抗回路に本発明の電流増幅器を適用することがで
きる。

すなわち、第６図は電流増幅器による可変抵抗回路の構
成例を示しており、本発明の電流増幅器８１の出力端子
２３を反転入力端子９に接続して負帰還路を形成し、可
変抵抗回路の入力端子８２を端子８に、出力端子８３を
端子２３にそれぞれ接続して２端子回路として構成した
ものである。

この可変抵抗回路の入出力端子８２．８３から見た等価
回路は、第７図に示すように、バッファアンプ８４と可
変抵抗８５との直列接続回路となる。

ここで、第８図は、前記第１の実施例の電流増幅器を第
６図の可変抵抗回路として用い、前述したスライディン
グバンド方式のノイズリダクション装置に適用した応用
例を示している。

この第８図において、集積回路９１内部に第５図のノイ
ズリダクション装置の主要部が形成されており、入力端
子７１に供給された入力信号に対してノイズリダクショ
ンがなされて出力端子７５から出力される。

すなわち、入力端子７１の入力信号は、前述した電流増
幅器の電圧−電流変換回路を構成する一方のトランジス
タ６のベースに供給され、また、上記入力信号は、主信
号路７２を介して加算回路として動作する演算増幅器９
２の非反転入力端子に供給されている。前述の電流増幅
器の乗算回路の入力段に設けられたＰＮ接合対１２には
、２組のエミッタ共通トランジスタ対９３．９４が接続
され、２つの電流出力が得られるようになっている。エ
ミッタ共通トランジスタ対９３の出力端子は、上記電圧
−電流変換回路の他方のトランジスタ７のベースに接続
され、また、集積回路９１の端子９５を介してキャパシ
タ９６の一端に接続されている。キャパシタ９６の他端
は接地されている。

これらの上記電圧−電流変換回路および乗算回路の一部
（ＰＮ接合１２とエミッタ共通トランジスタ対９３）よ
り成る電流増幅回路部は、第６図のように、エミッタ共
通トランジスタ対９３の出力が入力段のトランジスタ７
のベースに負帰還される構成となっていることより、端
子９５から見た等価回路は第７図のような可変抵抗回路
となる。

そして、この可変抵抗回路とキャパシタ９６とで、実質
的に一次形の高域通過フィルタ回路を構成し、上記可変
抵抗回路の抵抗値を変化させることにより、このフィル
タ回路の遮断周波数が変化する。

ここで、上記可変抵抗回路の抵抗値は、エミッタ共通ト
ランジスタ対９３の共通エミッタ電流を制御することに
よって制御可能である。すなわち、エミッタ共通トラン
ジスタ対９３の共通エミッタには、入力端が前記基準電
流端子３４に接続された電流反転（カレントミラー）回
路９７の出力端が接続され、この電流反転回路９７の出
力側トランジスタと並列に、制御入力端子９８からの制
御信号に応じて電流値が制御される電流源９９を接続し
ている。なお、制御入力端子９８には、前記副信号路出
力より制御電圧を得るための制御回路が接続されるが、
説明を簡略化するために第８図では省略している。

次に、上記乗算回路のエミッタ共通トランジスタ対９４
は、高域通過特性の副信号路出力を得るために、端子７
１．９１間の電位差に対応した電流出力を作り出してい
る。このエミッタ共通トランジスタ対９４の出力は、上
記加算回路として作用する演算増幅器９２の反転入力端
子に供給されている。この場合、演算増幅器９２は、主
信号路７２に対して電圧フォロワとして作用し、副信号
路出力は電流源化されているために該出力に対して反転
増幅器として作用する。ところで、副信号路の利得は、
入力端子７１からエミッタ共通トランジスタ対９４の出
力までのトランスコンダクタンスと、演算増幅器９２の
負帰還抵抗１００の抵抗値との積により定まる。この抵
抗１００は集積回路内部の拡散抵抗として形成されるた
め、上記トランスコンダクタンスは拡散抵抗の絶対値に
反比例するように構成されるべきである。したがって、
前記エミッタ共通トランジスタ対９３の共通エミッタ電
流が前記外部基準電流ＩＲＥによって与えられているの
に対し、上記エミッタ共通トランジスタ対９４の共通エ
ミッタ電流は、前記内部基準電流ＩＲＩが与えられてい
る。

このような構成を有するノイズリダクション装置におい
て、入力端子７１への入力信号が無いとき（無信号時）
に、副信号路の遮断周波数は最も低下した状態となり、
このとぎ電流源９９の電流は略０となる。したがって、
エミッタ共通トランジスタ対９３の共通エミッタ電流は
略前記外部基準電流ＩＲＥとなり、前述の本発明の説明
からも明らかなように、可変抵抗回路は集積回路内の拡
散抵抗の絶対値に依存しない等価抵抗値が得られ、副信
号路の遮断周波数は拡散抵抗の影響を受けない。

次に、入力信号が印加されると、制御回路（図示せず）
の作用により、電流源９９に電流が流れる。したがって
、副信号路の遮断周波数は上昇し、主に電流源９９によ
り支配的に定められる。この場合、制御回路入力に対し
て電流源９９の電流が拡散抵抗の絶対値に依存しないよ
うな構成とすることにより、入力信号印加状態での副信
号路の遮断周波数も拡散抵抗の絶対値に依存しないよう
に制御できる。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、たとえば上記谷トランジスタの導電形のＰＮＰ形と
ＮＰＮ形とを互いに交換してもよく、また、２個の並列
的な電流源を用いる代わりに１個の電流源出力を分流し
て用いてもよい。

以上説明したように、本発明に係る電流増幅器によれは
、集積回路化した場合に、同一基準電圧から、集積回路
内の拡散抵抗に反比例した内部基準電流と、集積回路外
部に接続した基準抵抗に反比例した外部基準電流を用い
、電流増幅器のトランスコンダクタンスが拡散抵抗の絶
対値に依存しないようにすることが可能となる。したが
って、ある種の電圧増幅器、プログラマフルフィルタ回
路、またその発展形であるスライヂインクバンド方式ノ
イズリダクション装置等への応用において、利得、周波
数特性等の精度が拡散抵抗の絶対値に依存せず、高精度
化が図れる。さらにその結果として、回路特性の性能向
上、および集積回路の製造条件の緩和や歩留りの向上が
期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流増幅器の先行技術を示す回路図、第２図は
本発明に係る電流増幅器の第１の実施例を示す回路図、
第３図は第２の実施例を示す回路図、第４図は本発明に
係る電流増幅器の応用例を示すフロック回路図、第５図
はスライプインクツくンド方式のノイズリダクション装
置の基本構成を示すブロック図、第６図は本発明に係る
電流増幅器の他の応用例を示すブロック図、第７図は第
６図の等価回路図、第８図は本発明に係る電流増幅器を
第６図の可変抵抗回路に応用して第５図のノイズリダク
ション装置を構成した具体例を示す回路図である。３・・・・・・・・・・・・・・・・・・電圧−電流変
換回路５・・・・・・・・・・・・・・・・・・第１の
抵抗８．９・・・・・・・・・・・・入力端子１２・・
・・・・・・・・・・・・・ＰＮ接合体１５．９３．９
４・・・エミッタ共通トランジスタ対３１・・・・・・
・・・・・・・・・基準電圧源３２・・・・・・・・・
・・・・・・内部基準抵抗（第２の抵抗）３５・・・・
・・・・・・・・・・・外部基準抵抗（第３の抵抗）第
１ｍノ

Claims

【特許請求の範囲】

２つの入力端子間に印加された差動電圧に対応した出力
電流を得る集積回路化された電流増幅器において、第１
のバイアス電流源および電圧−電流変換係数を定める集
積回路内に形成された第１の抵抗を備えた差動入力−差
動出力の電圧−電流変換回路と、この電圧−電流変換回
路の差動出力電流が供給されるＰＮ接合対およびそれぞ
れのベースが上記ＰＮ接合対の両端に接続された少なく
とも１組のエミッタ共通トランジスタ対を備えた乗算回
路と、上記エミッタ共通トランジスタ対の共通エミッタ
に接続された第２のバイアス電流源と、基準電圧発生手
段と、この基準電圧発生手段が発生する基準電圧と集積
回路内に形成された第２の抵抗の抵抗値により定まる第
１の基準電流を発生する手段と、上記基準電圧と集積回
路外部に接続される第３の抵抗の抵抗値により定まる第
２の基準電圧を発生する手段とを具備して成り、上記第
１の基準電流発生手段により上記第１のバイアス電流源
を制御し、上記第２の基準電流発生手段により上記第２
のバイアス電流源を制御することを特徴とする電流増幅
器。