JPH0456554B2 - - Google Patents
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- JPH0456554B2 JPH0456554B2 JP57227322A JP22732282A JPH0456554B2 JP H0456554 B2 JPH0456554 B2 JP H0456554B2 JP 57227322 A JP57227322 A JP 57227322A JP 22732282 A JP22732282 A JP 22732282A JP H0456554 B2 JPH0456554 B2 JP H0456554B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- pulse
- output
- motor
- speed
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/18—Controlling the angular speed together with angular position or phase
- H02P23/186—Controlling the angular speed together with angular position or phase of one shaft by controlling the prime mover
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、駆動源となる直流モータが所定角度
回転するごとに発生するフイードバツクパルス
と、基準となる入力パルスとの位相差を一定に維
持するように直流モータを駆動することにより、
該モータの速度制御を行なう直流モータの速度制
御方法に関するものである。
回転するごとに発生するフイードバツクパルス
と、基準となる入力パルスとの位相差を一定に維
持するように直流モータを駆動することにより、
該モータの速度制御を行なう直流モータの速度制
御方法に関するものである。
従来技術
従来、この種の制御法は、いわゆるフエーズロ
ツクドルーブPLL制御による駆動方法として知
られており、第１図に示すように、位相比較器１
が入力パルスfINとフイードバツクパルスfFBとの
位相差Δθに応じた幅のパルスを出力し、これを
ローパスフイルター積分回路等から成る位相電圧
変換器２を通じてパルス幅に応じた直流電圧に変
換し、サーボアンプ３を介して直流サーボモータ
４にこの直流電圧に応じた電流を供給するように
なつている。尚、回転角検出器５はこのサーボモ
ータ４が所定角度回転する毎に１個のフイードバ
ツクパルスfFNを出力する。この構成によつてサ
ーボモータは、入力パルスfINに追従して回転制
御される。
ツクドルーブPLL制御による駆動方法として知
られており、第１図に示すように、位相比較器１
が入力パルスfINとフイードバツクパルスfFBとの
位相差Δθに応じた幅のパルスを出力し、これを
ローパスフイルター積分回路等から成る位相電圧
変換器２を通じてパルス幅に応じた直流電圧に変
換し、サーボアンプ３を介して直流サーボモータ
４にこの直流電圧に応じた電流を供給するように
なつている。尚、回転角検出器５はこのサーボモ
ータ４が所定角度回転する毎に１個のフイードバ
ツクパルスfFNを出力する。この構成によつてサ
ーボモータは、入力パルスfINに追従して回転制
御される。
このような直流サーボモータの制御は、例えば
キヤリツジを連続的に移動しながら印字するドツ
トプリンタのキヤリツジ制御のような回転速度む
らを極力小さくしたい場合に重要となる。
キヤリツジを連続的に移動しながら印字するドツ
トプリンタのキヤリツジ制御のような回転速度む
らを極力小さくしたい場合に重要となる。
第１図の位相比較器１としては、その構成が簡
単であるところから、第２図に示すようなデジタ
ル位相比較器を使用することが多い。第３図に示
すタイムチヤートから判るように、入力端子Ｒに
入力パルスfINをそして入力端子Ｖに入れた場合、
出力端子ＵにはfINに対しfFBが遅れている場合に
その遅れ量に相当するパルス幅のパルスが得ら
れ、他方の出力端子ＤにはfFBが進んでいる場合
にその進み量に相当するパルス幅のパルスが得ら
れる。
単であるところから、第２図に示すようなデジタ
ル位相比較器を使用することが多い。第３図に示
すタイムチヤートから判るように、入力端子Ｒに
入力パルスfINをそして入力端子Ｖに入れた場合、
出力端子ＵにはfINに対しfFBが遅れている場合に
その遅れ量に相当するパルス幅のパルスが得ら
れ、他方の出力端子ＤにはfFBが進んでいる場合
にその進み量に相当するパルス幅のパルスが得ら
れる。
しかし第４図ａに示すように位相電圧変換器２
に接続した場合、位相比較器１に得られる位相差
Δθと変換器２に得られる直流出力電圧Ｅは第４
図ｂに示すようにΔθが−2π〜＋2πの範囲でリニ
アであるにすぎない。ところで、サーボモータ４
が発生するトルクＴ、位相電圧変換率kP、サーボ
アンプゲインをkA、サーボモータトルク定数を
kMとすれば、Ｔ＝Δθ×kP×kA×kMで表わされる
から、このトルクＴと位相差Δθとの関係もΔθが
−2π〜＋2πの範囲でのみリニアであり、最大ト
ルクTMAXは、 TMAX＝ｋ・Δθ（2π） 但しｋ＝kP×kA×kM で制限される。
に接続した場合、位相比較器１に得られる位相差
Δθと変換器２に得られる直流出力電圧Ｅは第４
図ｂに示すようにΔθが−2π〜＋2πの範囲でリニ
アであるにすぎない。ところで、サーボモータ４
が発生するトルクＴ、位相電圧変換率kP、サーボ
アンプゲインをkA、サーボモータトルク定数を
kMとすれば、Ｔ＝Δθ×kP×kA×kMで表わされる
から、このトルクＴと位相差Δθとの関係もΔθが
−2π〜＋2πの範囲でのみリニアであり、最大ト
ルクTMAXは、 TMAX＝ｋ・Δθ（2π） 但しｋ＝kP×kA×kM で制限される。
従つて、従来のPLL制御による速度制御では、
TMAXを越える外来ノイズ即ち摩擦変動等が発生
した場合、PLLの同期はずれを生じ、不安定な
モータ回転となる問題があつた。同期範囲を見か
け上広くするために、同期クロツクパルスの周波
数を下げる方法もあるが、これはリツプル周波数
が下がり、リツプル成分を減らそうとすれば、ロ
ーパスフイルタとの関係で応答性が悪くなり、不
安定な制御となる欠点がある。
TMAXを越える外来ノイズ即ち摩擦変動等が発生
した場合、PLLの同期はずれを生じ、不安定な
モータ回転となる問題があつた。同期範囲を見か
け上広くするために、同期クロツクパルスの周波
数を下げる方法もあるが、これはリツプル周波数
が下がり、リツプル成分を減らそうとすれば、ロ
ーパスフイルタとの関係で応答性が悪くなり、不
安定な制御となる欠点がある。
目 的
本発明は、本質的に位相比較器の同期範囲を広
げ安定な速度制御をし得る直流モータの速度制御
方法を提供することにある。
げ安定な速度制御をし得る直流モータの速度制御
方法を提供することにある。
構 成
本発明の構成につき、１具体例に基づいて説明
する。
する。
第５図は、トルクＴと位相差Δθとの関係につ
き、従来の２倍の直線範囲を可能にする位相比較
回路を示し、第６図はその動作のタイミングチヤ
ートを示す。
き、従来の２倍の直線範囲を可能にする位相比較
回路を示し、第６図はその動作のタイミングチヤ
ートを示す。
第５図において、１１及び１２はそれぞれ入力
パルスfIN又はフイードバツクパルスfFBを２分周
するフリツプフロツプ、１３及び１４はそれぞれ
第２図に示した同一構成の位相比較器、１５及び
１６は加算器である。入力パルスfIN及びフイー
ルドバツクパルスfFBはフリツプフロツプ１１及
び１２を通つて２分周された後、それぞれＱ出力
端子から第１の位相比較器１３の入力端子R1及
びV1に入力され、位相比較器１３の出力端子U1
及びD1からその位差が出力される。一方、fIN及
びfFBを２分周したものの反転波形のパルスが、
両フリツプフロツプ１１及び１２の各出力端子
から、第２の位相比較器１４の入力端子R2及び
V2に入力され、同様に位相比較器１４の出力端
子U2及びD2からその位相差が取り出される。出
力端子U1とU2の出力パルスは加算器１５で、ま
た出力端子D1とD2の出力パルスは加算器１６で
加算され、次段の差動増幅器１７で極性を付けて
端子Ｖから出力される。
パルスfIN又はフイードバツクパルスfFBを２分周
するフリツプフロツプ、１３及び１４はそれぞれ
第２図に示した同一構成の位相比較器、１５及び
１６は加算器である。入力パルスfIN及びフイー
ルドバツクパルスfFBはフリツプフロツプ１１及
び１２を通つて２分周された後、それぞれＱ出力
端子から第１の位相比較器１３の入力端子R1及
びV1に入力され、位相比較器１３の出力端子U1
及びD1からその位差が出力される。一方、fIN及
びfFBを２分周したものの反転波形のパルスが、
両フリツプフロツプ１１及び１２の各出力端子
から、第２の位相比較器１４の入力端子R2及び
V2に入力され、同様に位相比較器１４の出力端
子U2及びD2からその位相差が取り出される。出
力端子U1とU2の出力パルスは加算器１５で、ま
た出力端子D1とD2の出力パルスは加算器１６で
加算され、次段の差動増幅器１７で極性を付けて
端子Ｖから出力される。
回路及びタイミングチヤートから判るように、
fIN，fFBを２分周することによつて位相比較器１
３から見た位相差fIN，fFBを直接に取扱つた場合
の１／２された位相差となり、パルス出力周期は
２倍の時間となる。しかしフリツプフロツプ１
１，１２の相補出力（出力）に他の位相比較器
１４を上記の如く組合せることにより、パルス出
力周期は従来と同じ同期範囲が２倍になつた位相
比較回路となる。第７図は、上記位相比較回路の
位相Δθと出力電圧Ｖとの関係を示す。
fIN，fFBを２分周することによつて位相比較器１
３から見た位相差fIN，fFBを直接に取扱つた場合
の１／２された位相差となり、パルス出力周期は
２倍の時間となる。しかしフリツプフロツプ１
１，１２の相補出力（出力）に他の位相比較器
１４を上記の如く組合せることにより、パルス出
力周期は従来と同じ同期範囲が２倍になつた位相
比較回路となる。第７図は、上記位相比較回路の
位相Δθと出力電圧Ｖとの関係を示す。
第８図は上記位相比較回路を用いた直流サーボ
モータ制御回路の具体例である。これは複写機の
光学系の往復走査駆動に使用した例であり、第９
図の速度線図に示す如く制御することが要求され
る。また往復走査時は、目標速度に対して速度変
動がなるべく小さくなるよう制御することが要求
される。
モータ制御回路の具体例である。これは複写機の
光学系の往復走査駆動に使用した例であり、第９
図の速度線図に示す如く制御することが要求され
る。また往復走査時は、目標速度に対して速度変
動がなるべく小さくなるよう制御することが要求
される。
第８図において、コントローラ２０はシングル
チツプマイクロコンピユータMPUが便利であり、
本例ではインテル社の8048を使用している。
MPUは外部からのスタート信号を受け付けると、
Ｄ／Ａ変換器（DAC）２１の出力を第１０図に
示す如く上昇させせるために、DACに対し、時
間的に漸増する極性付のクビツトの速度コードを
出力する。それと同時に、MPUは目標速度とな
るクロスパルスfINを位相比較回路２６に出力す
る。この位相比較回路２６は第５図の回路と同じ
である。
チツプマイクロコンピユータMPUが便利であり、
本例ではインテル社の8048を使用している。
MPUは外部からのスタート信号を受け付けると、
Ｄ／Ａ変換器（DAC）２１の出力を第１０図に
示す如く上昇させせるために、DACに対し、時
間的に漸増する極性付のクビツトの速度コードを
出力する。それと同時に、MPUは目標速度とな
るクロスパルスfINを位相比較回路２６に出力す
る。この位相比較回路２６は第５図の回路と同じ
である。
直流サーボモータ４はまだ停止しており、従つ
てその出力軸に設けた回転角検出器（パルスジエ
ネレータPG）５からMPUの端子F1，F2に入力
されるパルスはない。MPUこのPG５からのパル
スとDAC２１に対する出力コードの内容とから、
その優劣をチエツクし、DAC２１の出力の方が
大きい場合即ち目標速度にモータ４の回転速度が
達するまでの間は、イネーブル信号SC２を“０”
としている。従つてアナログスイツチAS１は
OFFであり、DAC２１の出力は位相差制御比較
部２２を通過して速度制御比較部２３の一方の入
力となる。従つて、PG５からのパルスがこの
FVC２３及びフイルタ２４によつて直流に変換
され速度制御比較部２３の他方の入力となること
になるが、最初はPG５のパルスはゼロであるの
で、DAC２１の出力が比較部２３を通してサー
ボアンプ３に送られ、サーボモータ４に立上りパ
ルスを与える。
てその出力軸に設けた回転角検出器（パルスジエ
ネレータPG）５からMPUの端子F1，F2に入力
されるパルスはない。MPUこのPG５からのパル
スとDAC２１に対する出力コードの内容とから、
その優劣をチエツクし、DAC２１の出力の方が
大きい場合即ち目標速度にモータ４の回転速度が
達するまでの間は、イネーブル信号SC２を“０”
としている。従つてアナログスイツチAS１は
OFFであり、DAC２１の出力は位相差制御比較
部２２を通過して速度制御比較部２３の一方の入
力となる。従つて、PG５からのパルスがこの
FVC２３及びフイルタ２４によつて直流に変換
され速度制御比較部２３の他方の入力となること
になるが、最初はPG５のパルスはゼロであるの
で、DAC２１の出力が比較部２３を通してサー
ボアンプ３に送られ、サーボモータ４に立上りパ
ルスを与える。
サーボモータ４の回転速度が目標度に達する時
刻t1（第９図参照）までの間は、周波数電圧変換
器（FVC）２４よりも主としてDAC２１の出力
の方に比重があるので、MPUはSC２を“０”と
し、アナログスイツチAS１を開いておく。最初
から閉じておいてもよいが、この回路では第２の
アナログスイツチAS２をも制御する関係上、AS
２の制御信号とは背反した信号を使用しているた
めである。第１０図に時刻t1までの各部の電圧を
示す。サーボモータ４の回転速度が低い間はフイ
ードバツクパルスfFBが入力パルスfINより大きく
遅れるので、位相比較回路２６からは正極性のパ
ルスが出力される。
刻t1（第９図参照）までの間は、周波数電圧変換
器（FVC）２４よりも主としてDAC２１の出力
の方に比重があるので、MPUはSC２を“０”と
し、アナログスイツチAS１を開いておく。最初
から閉じておいてもよいが、この回路では第２の
アナログスイツチAS２をも制御する関係上、AS
２の制御信号とは背反した信号を使用しているた
めである。第１０図に時刻t1までの各部の電圧を
示す。サーボモータ４の回転速度が低い間はフイ
ードバツクパルスfFBが入力パルスfINより大きく
遅れるので、位相比較回路２６からは正極性のパ
ルスが出力される。
目標速度を越えると、両位相比較器１３及び１
４の出力端子D1，D2から位相進み信号が生し、
ORゲート２８を通してMPUのAN３入力端子に
入る。位相進み信号を受取つたMPUは、その直
後にCAC２１に出力しているコードを固定し、
記憶する。それと同時にMPUはスイツチAS１を
閉じ、AS２を開く。位相比較回路２６からの位
相差出力は、fFBがfINより進んでいる場合は負極
性のパルスである。このパルスはローパルフイル
タから成る位相電圧変換器２を通つて対応する位
相電圧となり、該電圧はスイツチAS１及び比較
部２２を通つてサーボアンプ３に加わり、サーボ
アンプ４を減速させ、クロツクパルスfINに同期
化させる。この後、サーボモータ４の回転速度が
クロツクパルスfINより少し低くなると、位相比
較回路２６の出力パルスが極性となるまで、サー
ボモータ４が加速される。従来の位相比較器で
は、その出力電圧と位相差Δθとがリニアな関係
を維持する直線範囲が比較的狭く、クロツクパル
スfINに対しフイードバツクパルスfFBが−2π〜＋
2π以上大きく進み又遅れると同期外れを起す。
しかし本発明の位相比較回路２６は、既に第５図
で述べたように、同期範囲は、従来の２倍の−
4π〜＋4πの位相差Δθにつき出力Ｖがリニアな関
係をもつから、比較的同期はずれを起させない。
この比較的広い直線範囲を有効に使用するため、
第８図では位相電圧変換器２に積分器２９が接続
され、該積分器にはレベル変換器３０が接続され
ている。このレベル変換器３０は、例えば第１１
図に示すように、３つのコンパレータ３１，３
２，３３とIC７４１４８で構成されており、積
分器２９の出力を連続走査時に、次のDAC２１
に与える速度コードの補正値としてMPUに記憶
し、それに基づき位相比較回路２６の出力が上記
直線範囲の中心に来るようなDAC２１の出力に
補正する。従つて、サーボモータ４はMPUから
のクロロツクパルスfINに同期して、時刻t1〜t2の
間、安定に回転する。
４の出力端子D1，D2から位相進み信号が生し、
ORゲート２８を通してMPUのAN３入力端子に
入る。位相進み信号を受取つたMPUは、その直
後にCAC２１に出力しているコードを固定し、
記憶する。それと同時にMPUはスイツチAS１を
閉じ、AS２を開く。位相比較回路２６からの位
相差出力は、fFBがfINより進んでいる場合は負極
性のパルスである。このパルスはローパルフイル
タから成る位相電圧変換器２を通つて対応する位
相電圧となり、該電圧はスイツチAS１及び比較
部２２を通つてサーボアンプ３に加わり、サーボ
アンプ４を減速させ、クロツクパルスfINに同期
化させる。この後、サーボモータ４の回転速度が
クロツクパルスfINより少し低くなると、位相比
較回路２６の出力パルスが極性となるまで、サー
ボモータ４が加速される。従来の位相比較器で
は、その出力電圧と位相差Δθとがリニアな関係
を維持する直線範囲が比較的狭く、クロツクパル
スfINに対しフイードバツクパルスfFBが−2π〜＋
2π以上大きく進み又遅れると同期外れを起す。
しかし本発明の位相比較回路２６は、既に第５図
で述べたように、同期範囲は、従来の２倍の−
4π〜＋4πの位相差Δθにつき出力Ｖがリニアな関
係をもつから、比較的同期はずれを起させない。
この比較的広い直線範囲を有効に使用するため、
第８図では位相電圧変換器２に積分器２９が接続
され、該積分器にはレベル変換器３０が接続され
ている。このレベル変換器３０は、例えば第１１
図に示すように、３つのコンパレータ３１，３
２，３３とIC７４１４８で構成されており、積
分器２９の出力を連続走査時に、次のDAC２１
に与える速度コードの補正値としてMPUに記憶
し、それに基づき位相比較回路２６の出力が上記
直線範囲の中心に来るようなDAC２１の出力に
補正する。従つて、サーボモータ４はMPUから
のクロロツクパルスfINに同期して、時刻t1〜t2の
間、安定に回転する。
一方、定速速行中に、機械的な要因により大き
な負荷変動が生じ、サーボモータ４の回転速度が
大きく上昇又は低下した場合には、速度制御比較
部２３に加わる。DAC２１の出力とFVC２４出
力との差が生じるので、その差に応じてサーボモ
ータ４が急速に減速又は増速される。
な負荷変動が生じ、サーボモータ４の回転速度が
大きく上昇又は低下した場合には、速度制御比較
部２３に加わる。DAC２１の出力とFVC２４出
力との差が生じるので、その差に応じてサーボモ
ータ４が急速に減速又は増速される。
時刻t2は、目的位置まで走査部が走行した時で
あり、PG５らのフイードバツクパルスをMPUが
カウントすることで知ることができる。位相電圧
変換器２に接続された積分器２９は位相偏差を検
出するものであるから、時t2において、レベル変
換器３０を通してMPUに偏差の傾向を知らせる。
即ち、DAC２１とFVC２４の出力差は、サーボ
モータの負荷系の摩擦トルクに比例した値とな
る。時刻t2後は、スイツチAS１をOFF，AS２を
ONとし、DAC２１の出力を漸減し、FVC２４
の出力との比較、即ち速度比較でコントロールす
る。
あり、PG５らのフイードバツクパルスをMPUが
カウントすることで知ることができる。位相電圧
変換器２に接続された積分器２９は位相偏差を検
出するものであるから、時t2において、レベル変
換器３０を通してMPUに偏差の傾向を知らせる。
即ち、DAC２１とFVC２４の出力差は、サーボ
モータの負荷系の摩擦トルクに比例した値とな
る。時刻t2後は、スイツチAS１をOFF，AS２を
ONとし、DAC２１の出力を漸減し、FVC２４
の出力との比較、即ち速度比較でコントロールす
る。
復動走査時は、上記の往動走査時とは逆極性の
出力を出し、所定の位置まで定速走行させる。時
刻t4からは減速する。MPUのSC１は復動走査時
に、FVC２４の周波数帯域を拡げ、またローパ
スフイルタ２５の周波数帯域を高周波側へ切換え
るために使用される。
出力を出し、所定の位置まで定速走行させる。時
刻t4からは減速する。MPUのSC１は復動走査時
に、FVC２４の周波数帯域を拡げ、またローパ
スフイルタ２５の周波数帯域を高周波側へ切換え
るために使用される。
効 果
以上のように、同期範囲の広い位相比較回路の
採用によつて同期外れのない安定した定速度駆動
ができる。また位相比較回路の定常偏差を積分器
により検出し、その偏差をキヤンセルするように
定速走行中にDAC２１の出力を自動補正するこ
とができる。大きな周期の外乱摩擦にはMPUに
よる速度制御で、速い変動には位相差制御でコン
トロールすることができ、より安定した制御が実
現できる。
採用によつて同期外れのない安定した定速度駆動
ができる。また位相比較回路の定常偏差を積分器
により検出し、その偏差をキヤンセルするように
定速走行中にDAC２１の出力を自動補正するこ
とができる。大きな周期の外乱摩擦にはMPUに
よる速度制御で、速い変動には位相差制御でコン
トロールすることができ、より安定した制御が実
現できる。
第１図は従来のPLL制御によるサーボモータ
の駆動回路のブロツク図、第２図はその位相比較
器の回路例、第３図は第２図の回路の動作の説明
に供するタイミングチヤート、第４図ａ及び第４
図ｂは従来の位相比較器に位相電圧変換器を接続
した回路例並びにその位相差と出力電圧との関係
を示す図、第５図は本発明に従つた位相比較回路
例、第６図はその動作の説明に供するタイミング
チヤート、第７図はその位相差と出力電圧との関
係を示す図、第８図は本発明に従つたサーボモー
タの実際の駆動制御回路例、第９図は第８図の回
路で制御する速度線図、第１０図はその時刻t1ま
でのＤ／Ａ変換出力とＦ／Ｖ変換出力の関係を示
す図、第１１図は第８図のレベル変換器の具体例
である。 ２……位相電圧変換器、３……サーボアンプ、
４……直流サーボモータ、５……回転角検出器
（パルスジエネレータ）、１１，１２……フリツプ
フロツプ、１３，１４……位相比較器、１５，１
６……加算器、１７……差動増幅器、２０……コ
ントローラ（MPU）、２１……Ｄ／Ａ変換器
（OAC）、２２……位相差制御比較部、２３……
速度制御比較部、２４……Ｆ／Ｖ変換器
（FVC）、２５……ローパスフイルタ、２６……
位相比較回路、２９……積分器、２９……レベル
変換器。
の駆動回路のブロツク図、第２図はその位相比較
器の回路例、第３図は第２図の回路の動作の説明
に供するタイミングチヤート、第４図ａ及び第４
図ｂは従来の位相比較器に位相電圧変換器を接続
した回路例並びにその位相差と出力電圧との関係
を示す図、第５図は本発明に従つた位相比較回路
例、第６図はその動作の説明に供するタイミング
チヤート、第７図はその位相差と出力電圧との関
係を示す図、第８図は本発明に従つたサーボモー
タの実際の駆動制御回路例、第９図は第８図の回
路で制御する速度線図、第１０図はその時刻t1ま
でのＤ／Ａ変換出力とＦ／Ｖ変換出力の関係を示
す図、第１１図は第８図のレベル変換器の具体例
である。 ２……位相電圧変換器、３……サーボアンプ、
４……直流サーボモータ、５……回転角検出器
（パルスジエネレータ）、１１，１２……フリツプ
フロツプ、１３，１４……位相比較器、１５，１
６……加算器、１７……差動増幅器、２０……コ
ントローラ（MPU）、２１……Ｄ／Ａ変換器
（OAC）、２２……位相差制御比較部、２３……
速度制御比較部、２４……Ｆ／Ｖ変換器
（FVC）、２５……ローパスフイルタ、２６……
位相比較回路、２９……積分器、２９……レベル
変換器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 駆動源となる直流モータが所定角度回転する
ごとに発生するフイードバツクパルスと、基準と
なる入力パルスとの位相差を一定に維持するよう
に直流モータを駆動するに際し、２個のデジタル
位相比較器の一方には反転されないフイードバツ
クパルスと入力パルスを加え他方の比較器には反
転したフイードバツクパルスと入力パルスを加
え、両比較器の同種出力を加え合せて構成した位
相比較回路を用いてフエーズロツクドルーブを構
成したことを特徴とする直流モータの速度制御方
法。 ２ 駆動源となる直流モータが所定角度回転する
ごとに発生するフイードバツクパルスと、基準と
なる入力パルスとの位相差を一定に維持するよう
に直流モータを駆動するに際し、２個のデジタル
位相比較器の一方には反転されないフイードバツ
クパルスと入力パルスを加え他方の比較器には反
転したフイードバツクパルスと入力パルスを加
え、両比較器の同種出力を加え合せて構成した位
相比較回路を用いてフエーズロツクドルーブを構
成し、一方前記位相比較回路の出力の定常偏差を
キヤンセルする自動補正を行なうことを特徴とす
る直流モータの速度制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57227322A JPS59123483A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 直流モ−タの速度制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57227322A JPS59123483A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 直流モ−タの速度制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59123483A JPS59123483A (ja) | 1984-07-17 |
| JPH0456554B2 true JPH0456554B2 (ja) | 1992-09-08 |
Family
ID=16858984
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57227322A Granted JPS59123483A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 直流モ−タの速度制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59123483A (ja) |
-
1982
- 1982-12-28 JP JP57227322A patent/JPS59123483A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59123483A (ja) | 1984-07-17 |
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