JPH07112360B2 - Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置Info
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- JPH07112360B2 JPH07112360B2 JP61173670A JP17367086A JPH07112360B2 JP H07112360 B2 JPH07112360 B2 JP H07112360B2 JP 61173670 A JP61173670 A JP 61173670A JP 17367086 A JP17367086 A JP 17367086A JP H07112360 B2 JPH07112360 B2 JP H07112360B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
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- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は誘導電動機の可変速駆動に用いられるPWMイン
バータの制御方法および装置に関する。
バータの制御方法および装置に関する。
PWMインバータを制御するのに用いるパルス幅変調パル
ス（PWMパルス）を得るには変調波と搬送波を同期させ
ない非同期方式と同期方式とがある。非同期方式はイン
バータの出力電圧の特定位相に搬送波を同期させないで
PWMパルスを得るものであり、他方同期方式はインバー
タの出力周波数の大小に拘らずインバータの出力電圧の
特定位相に搬送波を常に同期させてPWMパルスを得るも
のである。このようにしてPWMパルスを得るには一般に
変調波の正弦波と搬送波の三角波とを比較している。と
ころでパルス幅制御を行つた場合インバータの出力電流
には高調波成分が含まれる。この高調波を抑制するた
め、変調波の周波数（インバータ出力電圧の周波数に
等しい）に対して搬送波の周波数Ｃ即ちC/の値を
大きくしている。換言すると、周数波比C/の値を大
きくしている。しかし、周波数比C/の値を一定にす
ると、高周波数領域ではインバータを構成するスイツチ
ング素子の損失が増加する。このため、周波数比C/
を低周波数領域で大きくし、インバータ出力周波数が増
加するにつれて漸次減少していく方法が一般に用いられ
ている。このことは例えば特開昭60−174088号公報に記
載されている。
ス（PWMパルス）を得るには変調波と搬送波を同期させ
ない非同期方式と同期方式とがある。非同期方式はイン
バータの出力電圧の特定位相に搬送波を同期させないで
PWMパルスを得るものであり、他方同期方式はインバー
タの出力周波数の大小に拘らずインバータの出力電圧の
特定位相に搬送波を常に同期させてPWMパルスを得るも
のである。このようにしてPWMパルスを得るには一般に
変調波の正弦波と搬送波の三角波とを比較している。と
ころでパルス幅制御を行つた場合インバータの出力電流
には高調波成分が含まれる。この高調波を抑制するた
め、変調波の周波数（インバータ出力電圧の周波数に
等しい）に対して搬送波の周波数Ｃ即ちC/の値を
大きくしている。換言すると、周数波比C/の値を大
きくしている。しかし、周波数比C/の値を一定にす
ると、高周波数領域ではインバータを構成するスイツチ
ング素子の損失が増加する。このため、周波数比C/
を低周波数領域で大きくし、インバータ出力周波数が増
加するにつれて漸次減少していく方法が一般に用いられ
ている。このことは例えば特開昭60−174088号公報に記
載されている。
同期方式においては周波数比C/が変わる毎に過電流
が発生してトルク変動を引き起すことになる。また、出
力電流の高調波成分が変わるため電動機の磁気音が変化
して不快感を与えるという問題点も有する。
が発生してトルク変動を引き起すことになる。また、出
力電流の高調波成分が変わるため電動機の磁気音が変化
して不快感を与えるという問題点も有する。
一方、非同期方式は変調波と搬送波とが同期していない
ので搬送波周波数ｃを一定にすることができる。この
ため、周波数比C/はインバータ出力周波数が変化
しても連続に変化することになりトルク変動などの問題
を生じない。しかし、変調波と搬送波の波高値の比K
H（以下振幅比と称する）を次第に大きくしてインバー
タの出力電圧を増加させて行くと出力電流が振動する。
この振動する現象は本発明者達の実験によつて確認され
た。
ので搬送波周波数ｃを一定にすることができる。この
ため、周波数比C/はインバータ出力周波数が変化
しても連続に変化することになりトルク変動などの問題
を生じない。しかし、変調波と搬送波の波高値の比K
H（以下振幅比と称する）を次第に大きくしてインバー
タの出力電圧を増加させて行くと出力電流が振動する。
この振動する現象は本発明者達の実験によつて確認され
た。
本発明の目的は、出力電圧の大きさにかかわらず安定に
電動機を駆動することができるPWMインバータの制御方
法および装置を提供するにある。
電動機を駆動することができるPWMインバータの制御方
法および装置を提供するにある。
本発明は変調波と搬送波の振幅比が規定値を越えたか否
かを判定し、規定値以下のときには非同期方式によつて
PWMパルスを得て、規定値以上のときに同期方式によつ
てPWMパルスを得るようにする。
かを判定し、規定値以下のときには非同期方式によつて
PWMパルスを得て、規定値以上のときに同期方式によつ
てPWMパルスを得るようにする。
非同期方式によつて得られるPWMパルスのパルス幅の時
間変動は振幅比に依存する。特にインバータの出力電圧
の半サイクル内のPWMパルスを考えた場合、通流率が１
となつているPWMパルスが増えるにつれて（これは振幅
比KHが１より大きくなつている状態に相当）次第に出力
電圧の変動が大きくなつて出力電流の振動も増大する。
このように現象が発生する前に同期方式によつてPWMパ
ルスを得るように切替える。振幅比が大きくなるにつれ
てPWMパルスの周波数が減るためスイツチング素子のス
イツチング損失は減少する。ところで、インバータ周波
数を可変にしてV/一定制御を行う場合には電圧即ち
振幅比も可変させることになる。ここで振幅比KH＞１と
なる周波数では周波数比C/を一定にして同期方式
によつてPWMインバータを制御してもスイツチング素子
のスイツチング周波数はインバータ周波数の変化に対
して非常に緩かに変化する。また非同期方式では搬送波
周波数Ｃを一定にできるため、インバータ周波数の
変化に応じて周波数比C/は連続して変化する。振幅
比KH＞１となるインバータ周波数で同期方式に切替
え、周波数比C/一定制御すればＣの値はインバー
タ周波数が変つても連続に変化し、パルス切替時のト
ルク変動はなくなる。
間変動は振幅比に依存する。特にインバータの出力電圧
の半サイクル内のPWMパルスを考えた場合、通流率が１
となつているPWMパルスが増えるにつれて（これは振幅
比KHが１より大きくなつている状態に相当）次第に出力
電圧の変動が大きくなつて出力電流の振動も増大する。
このように現象が発生する前に同期方式によつてPWMパ
ルスを得るように切替える。振幅比が大きくなるにつれ
てPWMパルスの周波数が減るためスイツチング素子のス
イツチング損失は減少する。ところで、インバータ周波
数を可変にしてV/一定制御を行う場合には電圧即ち
振幅比も可変させることになる。ここで振幅比KH＞１と
なる周波数では周波数比C/を一定にして同期方式
によつてPWMインバータを制御してもスイツチング素子
のスイツチング周波数はインバータ周波数の変化に対
して非常に緩かに変化する。また非同期方式では搬送波
周波数Ｃを一定にできるため、インバータ周波数の
変化に応じて周波数比C/は連続して変化する。振幅
比KH＞１となるインバータ周波数で同期方式に切替
え、周波数比C/一定制御すればＣの値はインバー
タ周波数が変つても連続に変化し、パルス切替時のト
ルク変動はなくなる。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において、可変抵抗器101はインバータ周波数
を設定する。周波数指令はV/F変換器15に入力され
る。V/F変換器15は周波数指令に比例した周波数の方
形波を発生する。V/F変換器15の出力する方形波数はタ
イマ装置20のタイマ201と202のクロツク端子CK入力され
る。更にタイマ202の出力信号ａはR/Sフリツプフロツプ
回路16に入力される。
を設定する。周波数指令はV/F変換器15に入力され
る。V/F変換器15は周波数指令に比例した周波数の方
形波を発生する。V/F変換器15の出力する方形波数はタ
イマ装置20のタイマ201と202のクロツク端子CK入力され
る。更にタイマ202の出力信号ａはR/Sフリツプフロツプ
回路16に入力される。
タイマ装置20、マイクロコンピユータ30及びD/A変換器
装置40のD/A変換器401,402,403はデータバス32を介して
それぞれ接続されている。D/A変換器401,402,403の出力
（変調波）ｅはそれぞれ対応する比較器501,502,503の
入力になる。またD/A変換器401,402,403のレフアレンス
端子REには可変抵抗102で設定される電圧指令VRが入力
される。比較器501,502,503の他方の入力端子には三角
波発生回路130からの三角波（搬送波）が加えられる。
装置40のD/A変換器401,402,403はデータバス32を介して
それぞれ接続されている。D/A変換器401,402,403の出力
（変調波）ｅはそれぞれ対応する比較器501,502,503の
入力になる。またD/A変換器401,402,403のレフアレンス
端子REには可変抵抗102で設定される電圧指令VRが入力
される。比較器501,502,503の他方の入力端子には三角
波発生回路130からの三角波（搬送波）が加えられる。
比較器501,502,503の出力（PWMパルス）はゲート回路60
に加えられる。ゲート回路60から出力されるゲート信号
（PWMパルスはPWMインバータ70を構成するスイツチング
素子に印加される。PWMインバータ70の構成は良く知ら
れているので詳細説明を省略する。PWMインバータ70の
出力端子は誘導電動機150に接続され、可変電圧・可変
周波数の交流電圧を誘導電動機150に印加する。可変抵
抗器102から得られる電圧指令値VRは比較器80の入力端
子にも入力される。比較器80のもう一方の入力端子には
可変抵抗器103から決まる基準値VAが入力される。比較
器80の出力端子はアナログスイツチ120のコントロール
端子A3に接続される。アナログスイツチ120の一方の入
力端子A2は接地され、他方の入力端子A1はローパスフイ
ルタ110の出力端子に接続されている。
に加えられる。ゲート回路60から出力されるゲート信号
（PWMパルスはPWMインバータ70を構成するスイツチング
素子に印加される。PWMインバータ70の構成は良く知ら
れているので詳細説明を省略する。PWMインバータ70の
出力端子は誘導電動機150に接続され、可変電圧・可変
周波数の交流電圧を誘導電動機150に印加する。可変抵
抗器102から得られる電圧指令値VRは比較器80の入力端
子にも入力される。比較器80のもう一方の入力端子には
可変抵抗器103から決まる基準値VAが入力される。比較
器80の出力端子はアナログスイツチ120のコントロール
端子A3に接続される。アナログスイツチ120の一方の入
力端子A2は接地され、他方の入力端子A1はローパスフイ
ルタ110の出力端子に接続されている。
ローパスフイルタ110の入力端子には位相検出器90の出
力c,dが入力される。また、位相検出器90のにはR/Sフリ
ツプフロツプ回路16の出力信号ａ′と方形波発生回路14
0の出力信号ｂがそれぞれ入力される。方形波発生回路1
40は三角波発生回路130の三角波信号ｇを入力し、三角
波信号ｇと同期した方形波信号ｂを出力する。三角波発
生回路130の入力端子には加算器121が接続されている。
加算器121は一定値Ｃ ＊とアナログスイツチ120から出
力される周波数補正信号ΔＣとが加えられる。位相検
出器90、ローパスフイルタ110、アナログスイツチ回路1
20、加算器121、二角波発生回路130、方形波発生回路14
0でフエーズロツクドループ（PLL）回路を構成してい
る。
力c,dが入力される。また、位相検出器90のにはR/Sフリ
ツプフロツプ回路16の出力信号ａ′と方形波発生回路14
0の出力信号ｂがそれぞれ入力される。方形波発生回路1
40は三角波発生回路130の三角波信号ｇを入力し、三角
波信号ｇと同期した方形波信号ｂを出力する。三角波発
生回路130の入力端子には加算器121が接続されている。
加算器121は一定値Ｃ ＊とアナログスイツチ120から出
力される周波数補正信号ΔＣとが加えられる。位相検
出器90、ローパスフイルタ110、アナログスイツチ回路1
20、加算器121、二角波発生回路130、方形波発生回路14
0でフエーズロツクドループ（PLL）回路を構成してい
る。
次に、第１図の動作を説明する。誘導電動機を可変速駆
動する場合にはモータの電圧（Ｖ）とその周波数（）
を一定に制御する方法が一般に使用される。V/一定制
御する際にはインバータの出力電圧（Ｖ）の調整は振幅
比KHを変化させて行う。インバータ周波数を固定した
場合振幅比KHとインバータ出力電圧Ｖとの間には第２図
に示すような関係がある。振幅比KHが規定値KH0より小
さい場合、インバータ出力電圧Ｖは振幅比KHにほぼ比例
する。振幅比KHが規定値KH0より大きくなると、インバ
ータ出力電圧Ｖは振幅比KHに比例しなくなる。規定値K
H0は理論上からは１が設定される。しかし、通常PWMイ
ンバータの正側のスイツチング素子に印加するPWMパル
スと負側のスイツチング素子に印加するPWMパルスとが
オーバーラツプしないようにデツドタイムTdを設けてい
る。このため規定値KH0は１よりもデツドタイムTdに相
当分の振幅比だけ減少させるのが実際的である。
動する場合にはモータの電圧（Ｖ）とその周波数（）
を一定に制御する方法が一般に使用される。V/一定制
御する際にはインバータの出力電圧（Ｖ）の調整は振幅
比KHを変化させて行う。インバータ周波数を固定した
場合振幅比KHとインバータ出力電圧Ｖとの間には第２図
に示すような関係がある。振幅比KHが規定値KH0より小
さい場合、インバータ出力電圧Ｖは振幅比KHにほぼ比例
する。振幅比KHが規定値KH0より大きくなると、インバ
ータ出力電圧Ｖは振幅比KHに比例しなくなる。規定値K
H0は理論上からは１が設定される。しかし、通常PWMイ
ンバータの正側のスイツチング素子に印加するPWMパル
スと負側のスイツチング素子に印加するPWMパルスとが
オーバーラツプしないようにデツドタイムTdを設けてい
る。このため規定値KH0は１よりもデツドタイムTdに相
当分の振幅比だけ減少させるのが実際的である。
本発明では振幅比KHが規定値KH0より小さい領域で非同
期方式（非同期モード）とし、規定値KH0より大きい領
域で同期方式（同期モード）とする。このことによつて
同期モードで周波数比C/を一定に制御してもPWMパ
ルスの周波数Ｓは高周波数ではスイツチング損失が問
題になる程大きくならないことを説明する。第３図の
（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれV/一定制御してい
る場合インバータ周波数と振幅比KH、搬送波周波数
Ｃ及びPWMパルスの周波数Ｓとの関係を示したもので
ある。
期方式（非同期モード）とし、規定値KH0より大きい領
域で同期方式（同期モード）とする。このことによつて
同期モードで周波数比C/を一定に制御してもPWMパ
ルスの周波数Ｓは高周波数ではスイツチング損失が問
題になる程大きくならないことを説明する。第３図の
（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれV/一定制御してい
る場合インバータ周波数と振幅比KH、搬送波周波数
Ｃ及びPWMパルスの周波数Ｓとの関係を示したもので
ある。
インバータ周波数が所定値Ａになるまで、非同期モ
ードでPWMインバータ70を運転する。この場合、搬送波
周波数Ｃは一定値C0に保たれる。この結果、インバ
ータ周波数が変化してもC0/の値は連続に変化す
る。この時正弦波と三角波（搬送波）とPWM信号の関係
は第４図（ａ）のようになる。
ードでPWMインバータ70を運転する。この場合、搬送波
周波数Ｃは一定値C0に保たれる。この結果、インバ
ータ周波数が変化してもC0/の値は連続に変化す
る。この時正弦波と三角波（搬送波）とPWM信号の関係
は第４図（ａ）のようになる。
次にインバータ周波数が所定値Ａよりも大きくなる
と、これに応じて振幅比KHも増加する。この時のPWM信
号を第４図（ｂ）に示す。この状態ではPWM信号の周波
数Ｓは第４図（ａ）に示すPWM信号の周波数より点線
で示したパルスがぬけた分だけＡ′点まで下がりS1と
なる。これよりインバータ周波数が増加すると、これ
に応じてPWMパルス周波数Ｓも増加する。この時、振
幅比KHも増加して行くために、インバータ周波数が
Ａ″点まで増加するとPWM信号の周波数Ｓは再び減少
する。第３図では周波数比C/の値を例えば９にして
いるが、実用上はもう少し大きな値に選ばれるため、第
４図（ｃ）に示すインバータ周波数の増加も共に周波
数Ｓの値は減少，増加交互に繰返しながら第３図
（ｃ）のＢ点に示す値まで変化する。Ｂ点以上のインバ
ータ周波数では第４図（ｃ）に示すような正弦波と三
角波（搬送波）の関係になつて、もはやPWM信号から抜
けるパルスがない状態になる。このため第３図（ｃ）に
示すようにPWM信号の周波数Ｓは増加する。
と、これに応じて振幅比KHも増加する。この時のPWM信
号を第４図（ｂ）に示す。この状態ではPWM信号の周波
数Ｓは第４図（ａ）に示すPWM信号の周波数より点線
で示したパルスがぬけた分だけＡ′点まで下がりS1と
なる。これよりインバータ周波数が増加すると、これ
に応じてPWMパルス周波数Ｓも増加する。この時、振
幅比KHも増加して行くために、インバータ周波数が
Ａ″点まで増加するとPWM信号の周波数Ｓは再び減少
する。第３図では周波数比C/の値を例えば９にして
いるが、実用上はもう少し大きな値に選ばれるため、第
４図（ｃ）に示すインバータ周波数の増加も共に周波
数Ｓの値は減少，増加交互に繰返しながら第３図
（ｃ）のＢ点に示す値まで変化する。Ｂ点以上のインバ
ータ周波数では第４図（ｃ）に示すような正弦波と三
角波（搬送波）の関係になつて、もはやPWM信号から抜
けるパルスがない状態になる。このため第３図（ｃ）に
示すようにPWM信号の周波数Ｓは増加する。
次に搬送波周波数ＣとPWM信号の周波数Ｓと比較す
る。周期モードで周波数比C/を一定に制御した場
合、搬送波周波数Ｃはインバータ周波数と共に増加
する。
る。周期モードで周波数比C/を一定に制御した場
合、搬送波周波数Ｃはインバータ周波数と共に増加
する。
しかし、周波数Ｓは第４図（ｃ）に示す状態まで減少
・増加を繰返しながら変化するためスイツチング損失が
問題となる周波数までは増加しない。
・増加を繰返しながら変化するためスイツチング損失が
問題となる周波数までは増加しない。
このことを具体的に説明する。
例えばＡ＝37.5Hz,Ｂ＝50Hz,（）max＝200Hzと
し、非同期モードでのＣの値を1012.5Hzとする。この
時インバータ周波数Ａでの周波数比C/の値は27と
なる。このような値でインバータ周波数を増加させ、
振幅比KHが2.5、周波数が（）maxになつた時の周波
数ＣとＳを比較してみる。周波数Ｃは5.4kHzにな
り、一方周波数Ｓは、振幅比KH＝2.5では計算上７パ
ルスになるから、1.4kHz（＝200×７）となる。これよ
りPWM信号周波数Ｓは搬送波周波数Ｃに比べて大き
な値とならないことが分かる。また第３図（ｃ）におけ
るインバータ周波数ＡからＢの区間でのPWM信号周
波数Ｓの変化はPWM信号からパルスが脱けるために生
じるものであつて、このパルスは１〜２個であるから非
常に小さい。更にこれらの状態では振幅比KHは連続に変
化していくため、電圧の変動は生じない。
し、非同期モードでのＣの値を1012.5Hzとする。この
時インバータ周波数Ａでの周波数比C/の値は27と
なる。このような値でインバータ周波数を増加させ、
振幅比KHが2.5、周波数が（）maxになつた時の周波
数ＣとＳを比較してみる。周波数Ｃは5.4kHzにな
り、一方周波数Ｓは、振幅比KH＝2.5では計算上７パ
ルスになるから、1.4kHz（＝200×７）となる。これよ
りPWM信号周波数Ｓは搬送波周波数Ｃに比べて大き
な値とならないことが分かる。また第３図（ｃ）におけ
るインバータ周波数ＡからＢの区間でのPWM信号周
波数Ｓの変化はPWM信号からパルスが脱けるために生
じるものであつて、このパルスは１〜２個であるから非
常に小さい。更にこれらの状態では振幅比KHは連続に変
化していくため、電圧の変動は生じない。
以上述べたPWM制御の動作を第１図の実施例に実施する
場合の動作を第５図を参照して説明する。第５図は電圧
指令VRを可変にして非同期モードから同期モードに移る
時の動作波形を示したものである。
場合の動作を第５図を参照して説明する。第５図は電圧
指令VRを可変にして非同期モードから同期モードに移る
時の動作波形を示したものである。
可変抵抗器101から得られたインバータ周波数指令値
はV/F変換器15に入力される。V/F変換器15はインバータ
周波数指令に比例した周波数を持つた方形波を発生す
る。この方形波はタイマ201,202に入力され、クロツク
信号となる。タイマ201は方形波をカウントするが、そ
の計数値は、正弦波の位相になる。タイマ201の計数値
が正弦波の１周期に対応した値に到達すると、イニシヤ
ライズされる。そして再度１周期に相当した値までタイ
マ201は方形波をカウントする。一方、タイマ202は周波
数比C/に相当した値までカウントする。周波数比
C/に相当した値になるとタイマ202はパルスａを出力
する。パルスａはR/Sフリツプフロツプ回路16のクロツ
ク端子ckに入る。フリツプフロツプ回路16はパルスａの
タイミングに対応して“1",“0"のレベルを持つた方形
波ａ′を出力する。なお第５図では周波数比C/の値
は説明を簡易にするため５にしている。R/Sフリツプフ
ロツプ回路16の方形波信号ａ′は位相検出器90に入力さ
れる。位相検出器90には方形波信号ｂも入力されてい
る。位相検出器90は、方形波信号ａ′の立下り時点を基
準にして方形波ｂの立上り時点までの位相差を検出し位
相差検出信号c,dを出力する。位相差検出信号ｃは方形
波ａ′に対して方形波ｂの位相が遅れている場合両方形
波信号ａ′,bの立下り時点間の位相の不一致を検出した
時に“0"レベルになり、他の状態では“1"レベルにな
る。一方位相差検出信号ｄは信号ｃと逆に、方形波信号
ｂの立相が方形波信号ａ′より進んでいる場合、両信号
ａ′,bの立下り時点間の位相の不一致を検出した時“0"
レベルになり、他の場合“1"レベルとなる。方形波ｂは
方形波発生回路140から得られる。方形波発生回路140は
三角波ｇと零レベルとを比較し、三角波ｇのレベルが正
の場合に方形波ｂを“1"レベルにし、負の場合は“0"レ
ベルにする。三角波ｇの周波数ｔは一定の値Ｃ ＊と
アナログスイツチ110から出力される周波数補正信号Δ
Ｃとを加えて得られる。周波数補正信号ΔＣは次の
ようにして得られる。
はV/F変換器15に入力される。V/F変換器15はインバータ
周波数指令に比例した周波数を持つた方形波を発生す
る。この方形波はタイマ201,202に入力され、クロツク
信号となる。タイマ201は方形波をカウントするが、そ
の計数値は、正弦波の位相になる。タイマ201の計数値
が正弦波の１周期に対応した値に到達すると、イニシヤ
ライズされる。そして再度１周期に相当した値までタイ
マ201は方形波をカウントする。一方、タイマ202は周波
数比C/に相当した値までカウントする。周波数比
C/に相当した値になるとタイマ202はパルスａを出力
する。パルスａはR/Sフリツプフロツプ回路16のクロツ
ク端子ckに入る。フリツプフロツプ回路16はパルスａの
タイミングに対応して“1",“0"のレベルを持つた方形
波ａ′を出力する。なお第５図では周波数比C/の値
は説明を簡易にするため５にしている。R/Sフリツプフ
ロツプ回路16の方形波信号ａ′は位相検出器90に入力さ
れる。位相検出器90には方形波信号ｂも入力されてい
る。位相検出器90は、方形波信号ａ′の立下り時点を基
準にして方形波ｂの立上り時点までの位相差を検出し位
相差検出信号c,dを出力する。位相差検出信号ｃは方形
波ａ′に対して方形波ｂの位相が遅れている場合両方形
波信号ａ′,bの立下り時点間の位相の不一致を検出した
時に“0"レベルになり、他の状態では“1"レベルにな
る。一方位相差検出信号ｄは信号ｃと逆に、方形波信号
ｂの立相が方形波信号ａ′より進んでいる場合、両信号
ａ′,bの立下り時点間の位相の不一致を検出した時“0"
レベルになり、他の場合“1"レベルとなる。方形波ｂは
方形波発生回路140から得られる。方形波発生回路140は
三角波ｇと零レベルとを比較し、三角波ｇのレベルが正
の場合に方形波ｂを“1"レベルにし、負の場合は“0"レ
ベルにする。三角波ｇの周波数ｔは一定の値Ｃ ＊と
アナログスイツチ110から出力される周波数補正信号Δ
Ｃとを加えて得られる。周波数補正信号ΔＣは次の
ようにして得られる。
電圧指令VRか基準値VAよりも小さい場合、比較器80から
出力される変調モード判定信号ｈは“0"レベルになる。
この結果、アナログスイツチ120は入力端子A2に接続さ
れる。入力端子A2は接地されているため、周波数補正信
号ΔＣは零になる。このため一定の値Ｃ ＊が三角波
ｇの周波数ｔとなり、非同期モードになる。
出力される変調モード判定信号ｈは“0"レベルになる。
この結果、アナログスイツチ120は入力端子A2に接続さ
れる。入力端子A2は接地されているため、周波数補正信
号ΔＣは零になる。このため一定の値Ｃ ＊が三角波
ｇの周波数ｔとなり、非同期モードになる。
次に電圧指令VRが基準値VAよりも大きくなると、比較器
80から“1"レベルの変調モード判定信号ｈが出力され、
アナログスイツチ120は端子A1側に閉路する。
80から“1"レベルの変調モード判定信号ｈが出力され、
アナログスイツチ120は端子A1側に閉路する。
この時点を第５図のタイミングチヤートでは時刻t1で示
す。時刻t1からt2の間では位相差検出信号ｃは“0"レベ
ルとなり、ローパスフイルタ110によつて、正の周波数
補正信号ΔＣがＣ ＊に加わり、三角波ｇの位相を進
める。次に時刻t2からt3の区間では時刻t2で得られた周
波数補正信号ΔＣそのままホールドする。そしてt3の
時点で再び基準の方形波ａと三角波の位相と同一である
方形波ｂとの位相のずれが検出される。第５図に示すよ
うにこの状態ではまだ位相が遅れているため、時刻t3で
得られた周波数補正信号ΔＣを再び増加させる。時刻
t4からt5でも同様に周波数補正信号ΔＣをt4で得られ
た値にホールドする。更に時刻t5,t6で位相遅れの補正
がされる。時刻t7,t8の間では位相差検出信号ｄが“0"
レベルになり、逆に方形波ｂは方形波ａ′に対して位相
の進み過ぎを検出し、周波数補正信号ΔＣを減少させ
る。これらの位相補正の結果、時刻t9以降では信号c,d
の何れも“0"レベルとなる状態はなくなり、方形波ｂの
位相は基準信号である方形波ａ′の位相にロツクされた
ことになる。方形波ａ′の位相は正弦波の位相に同期し
ているため、この状態では正弦波と三角波ｇとが同期し
たことになる。
す。時刻t1からt2の間では位相差検出信号ｃは“0"レベ
ルとなり、ローパスフイルタ110によつて、正の周波数
補正信号ΔＣがＣ ＊に加わり、三角波ｇの位相を進
める。次に時刻t2からt3の区間では時刻t2で得られた周
波数補正信号ΔＣそのままホールドする。そしてt3の
時点で再び基準の方形波ａと三角波の位相と同一である
方形波ｂとの位相のずれが検出される。第５図に示すよ
うにこの状態ではまだ位相が遅れているため、時刻t3で
得られた周波数補正信号ΔＣを再び増加させる。時刻
t4からt5でも同様に周波数補正信号ΔＣをt4で得られ
た値にホールドする。更に時刻t5,t6で位相遅れの補正
がされる。時刻t7,t8の間では位相差検出信号ｄが“0"
レベルになり、逆に方形波ｂは方形波ａ′に対して位相
の進み過ぎを検出し、周波数補正信号ΔＣを減少させ
る。これらの位相補正の結果、時刻t9以降では信号c,d
の何れも“0"レベルとなる状態はなくなり、方形波ｂの
位相は基準信号である方形波ａ′の位相にロツクされた
ことになる。方形波ａ′の位相は正弦波の位相に同期し
ているため、この状態では正弦波と三角波ｇとが同期し
たことになる。
次に、PWMパルスを発生する動作を説明する。マイクロ
コンピユータ30によつてタイマ201の内容を読み出す。
一方マイクロコンピユータ30に内蔵されているメモリ
（図示せず）にはタイマ201の内容に対応した正弦波の
振幅値が格納されている。マイクロコンピユータ30はタ
イマ201の内容を読み出すと、これに対応した正弦波の
振幅値をメモリから読み、その値をD/A変換器40に転送
する。この結果、D/A変換器401,402,403からＵ相,V相,W
相の正弦波信号（変調波）ｅが発生する。D/A変換器40
1,402,403はレフアレンス端子REに電圧指令VRが入力さ
れている。したがつて、変調波ｅの振幅は電圧指令VRに
比例したものとなる。Ｕ相,V相,W相の変調波ｅは比較器
501,502,503にそれぞれ入力され三角波ｇと比較され
る。比較器501〜503からPWMパルスEU,EV,EWが得られ
る。これらの信号のうち第５図には、Ｕ相のPWMパルスE
Uを代表として示している。PWMパルスEU,EV,EWはゲート
回路60に入力される。ゲート回路60はPWMインバータ70
の正側及び負側のスイツチング素子にゲート信号を印加
する。PWMインバータ70は、これらのゲート信号によつ
て動作して誘導電動機150を駆動する。以上のようにし
てPWMインバータを制御するのであるが本発明によれば
同期モードでスイツチング損失を増加させることなく周
波数比C/を一定にできるのでパルス切替時の電圧の
変化がなくなり、電動機を円滑に駆動できる。
コンピユータ30によつてタイマ201の内容を読み出す。
一方マイクロコンピユータ30に内蔵されているメモリ
（図示せず）にはタイマ201の内容に対応した正弦波の
振幅値が格納されている。マイクロコンピユータ30はタ
イマ201の内容を読み出すと、これに対応した正弦波の
振幅値をメモリから読み、その値をD/A変換器40に転送
する。この結果、D/A変換器401,402,403からＵ相,V相,W
相の正弦波信号（変調波）ｅが発生する。D/A変換器40
1,402,403はレフアレンス端子REに電圧指令VRが入力さ
れている。したがつて、変調波ｅの振幅は電圧指令VRに
比例したものとなる。Ｕ相,V相,W相の変調波ｅは比較器
501,502,503にそれぞれ入力され三角波ｇと比較され
る。比較器501〜503からPWMパルスEU,EV,EWが得られ
る。これらの信号のうち第５図には、Ｕ相のPWMパルスE
Uを代表として示している。PWMパルスEU,EV,EWはゲート
回路60に入力される。ゲート回路60はPWMインバータ70
の正側及び負側のスイツチング素子にゲート信号を印加
する。PWMインバータ70は、これらのゲート信号によつ
て動作して誘導電動機150を駆動する。以上のようにし
てPWMインバータを制御するのであるが本発明によれば
同期モードでスイツチング損失を増加させることなく周
波数比C/を一定にできるのでパルス切替時の電圧の
変化がなくなり、電動機を円滑に駆動できる。
以上本発明によれば、インバータの出力周波数の大きさ
にこだわらず、出力電圧の大きさよりパルス幅変調方式
を同期，非同期方式に切り換えることにより、電動機の
負荷トルクの増加に対して出力電圧が増加してPWMパル
スが間引かれてもる出力電流が振動するようなことが無
くなり、安定に電動機をインバータで駆動できるという
効果が得られる。
にこだわらず、出力電圧の大きさよりパルス幅変調方式
を同期，非同期方式に切り換えることにより、電動機の
負荷トルクの増加に対して出力電圧が増加してPWMパル
スが間引かれてもる出力電流が振動するようなことが無
くなり、安定に電動機をインバータで駆動できるという
効果が得られる。
なお、上述の実施例では変調波に正弦波を、搬送波に三
角波をそれぞれ選んだ場合を示したが、高調波に階段
波，台形波，正弦波に３倍の高周波を重畳して得られる
波形などにして、搬送波に鋸歯状波，三角波などであつ
ても同様に行えるのは勿論である。
角波をそれぞれ選んだ場合を示したが、高調波に階段
波，台形波，正弦波に３倍の高周波を重畳して得られる
波形などにして、搬送波に鋸歯状波，三角波などであつ
ても同様に行えるのは勿論である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図は
インバータ出力電圧と振幅比との関係を示す特性図、第
３図はV/一定制御に本発明を適用した場合のインバー
タ周波数と搬送波周波数及びPWM信号周波数との関係を
示す特性図、第４図は変調波と搬送波の関係を示す波形
図、第５図は第１図の動作を説明するタイミングチヤー
トである。
インバータ出力電圧と振幅比との関係を示す特性図、第
３図はV/一定制御に本発明を適用した場合のインバー
タ周波数と搬送波周波数及びPWM信号周波数との関係を
示す特性図、第４図は変調波と搬送波の関係を示す波形
図、第５図は第１図の動作を説明するタイミングチヤー
トである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 井堀 敏 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (72)発明者 服部 元信 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (72)発明者 南藤 謙二 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (72)発明者 山沢 雄二 東京都千代田区神田駿河台４丁目６番地 株式会社日立製作所内 (56)参考文献 特開 昭49−35817（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−174070（ＪＰ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】出力周波数指令に応じた周波数と出力電圧
指令に応じた振幅を有する変調波と、周波数が該変調波
の周波数より大きく所定の振幅を有する搬送波を比較し
て得られるパルス幅変調パルスによって出力電圧を制御
するPWMインバータの制御方法において 前記変調波と搬送波の振幅比が規定値以下では、前記変
調波と搬送波を非同期にして前記パルス幅変調パルスを
得て、前記振幅比が規定値以上では、前記変調波と搬送
波を同期させて前記パルス幅変調パルスを得るようにし
たことを特徴とするPWMインバータの制御方法。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記変調波と搬送波を同期させて前記パルス幅変調パル
スを得る際には、前記変調波と搬送波の周波数比を一定
にしたことを特徴とするPWMインバータの制御方法。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、 前記振幅比の規定値はほぼ１であることを特徴とするPW
Mインバータの制御方法。 - 【請求項４】パルス幅変調パルスによって出力電圧が制
御されるPWMインバータの制御装置において、 該インバータの出力電圧指令を発生する電圧指令手段
と、 該インバータの出力周波数指令を発生する周波数指令手
段と、 前記周波数指令に応じた周波数と、前記電圧指令に応じ
た振幅を有する変調波を発生する変調波発生手段と、 該変調波の周波数より大きな周波数と、所定の振幅を有
する搬送波を発生する搬送波発生手段と、 前記電圧指令の振幅と予め定められた基準値を比較して
同期・非同期モードを指令するモード指令手段と、 前記周波数指令、及び前記搬送波の周波数に応じた基準
信号を出力する手段と、 該基準信号と前記搬送波の位相を一致させる位相一致手
段と、 前記モード指令手段のモード指令によって前記位相一致
手段の要否を選択する選択手段と、 前記変調波と搬送波を比較してパルス幅変調パルスを発
生し、該パルス幅変調パルスにより前記PWMインバータ
を制御するパルス発生手段と を備えたことを特徴とするPWMインバータの制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61173670A JPH07112360B2 (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 |
| US07/076,270 US4779183A (en) | 1986-07-25 | 1987-07-22 | Method and apparatus for selectively controlling an operation mode of a PWM inverter between an asychronous mode and a synchronous mode modulation |
| DE8787110605T DE3768576D1 (de) | 1986-07-25 | 1987-07-22 | Verfahren und einrichtung fuer die steuerung eines pulsbreitenmodulierten wechselrichters. |
| EP87110605A EP0254290B1 (en) | 1986-07-25 | 1987-07-22 | Method and apparatus for controlling a pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61173670A JPH07112360B2 (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6331476A JPS6331476A (ja) | 1988-02-10 |
| JPH07112360B2 true JPH07112360B2 (ja) | 1995-11-29 |
Family
ID=15964920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61173670A Expired - Lifetime JPH07112360B2 (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4779183A (ja) |
| EP (1) | EP0254290B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07112360B2 (ja) |
| DE (1) | DE3768576D1 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5123080A (en) * | 1987-03-20 | 1992-06-16 | Ranco Incorporated Of Delaware | Compressor drive system |
| US4924156A (en) * | 1987-05-27 | 1990-05-08 | Papst-Motoren Gmbh & Co. Kg | Driver circuit for a D.C. motor without commutator |
| JPH0681513B2 (ja) * | 1987-11-12 | 1994-10-12 | 株式会社東芝 | Ｐｗｍ制御装置 |
| US4990001A (en) * | 1990-01-22 | 1991-02-05 | Losic Novica A | Synthesis of drive systems of infinite disturbance rejection ratio and zero-dynamics/instantaneous response |
| US4973174A (en) * | 1990-02-26 | 1990-11-27 | Losic Novica A | Parameter-free synthesis of zero-impedance converter |
| US5077540A (en) * | 1990-06-14 | 1991-12-31 | University Of Virginia Patents Foundation | Minimum pulse width switching power amplifier |
| US5126642A (en) * | 1991-01-31 | 1992-06-30 | Ranco Incorporated Of Delaware | Variable speed motor control |
| JPH0548590U (ja) * | 1991-11-22 | 1993-06-25 | 日本オーチス・エレベータ株式会社 | コンバータの電流制御回路 |
| US5650708A (en) * | 1992-12-08 | 1997-07-22 | Nippondenso Co., Ltd. | Inverter control apparatus using a two-phase modulation method |
| US5444344A (en) * | 1993-09-01 | 1995-08-22 | Beloit Technologies, Inc. | System for controlling variable frequency driver for AC motor including selectable speed signals |
| JPH09308256A (ja) * | 1996-05-14 | 1997-11-28 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍインバータ装置 |
| US6367570B1 (en) | 1997-10-17 | 2002-04-09 | Electromotive Inc. | Hybrid electric vehicle with electric motor providing strategic power assist to load balance internal combustion engine |
| US5835363A (en) * | 1997-11-13 | 1998-11-10 | Acer Peripherals, Inc. | Power supply device featuring synchronous mode and asynchronous mode operation |
| JP2004364366A (ja) * | 2003-06-02 | 2004-12-24 | Seiko Epson Corp | Ｐｗｍ制御システム |
| US7342380B1 (en) * | 2006-08-31 | 2008-03-11 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | System and method for adjustable carrier waveform generator |
| US7755409B2 (en) * | 2006-12-14 | 2010-07-13 | Seiko Epson Corporation | Clock signal generator |
| US8222857B2 (en) | 2007-09-25 | 2012-07-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor controlling device |
| JP6145025B2 (ja) * | 2013-10-29 | 2017-06-07 | 東洋電機製造株式会社 | インバータ制御装置 |
| RU2566740C1 (ru) * | 2014-09-16 | 2015-10-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Крыловский государственный научный центр" | Устройство для управления трехфазным асинхронным двигателем |
| JP6414513B2 (ja) * | 2015-06-05 | 2018-10-31 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 回転電機制御装置 |
| WO2026009383A1 (ja) * | 2024-07-04 | 2026-01-08 | Ａｓｔｅｍｏ株式会社 | インバータ制御装置及びモータ駆動装置 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4935817A (ja) * | 1972-08-07 | 1974-04-03 | ||
| US3886430A (en) * | 1973-12-06 | 1975-05-27 | Reliance Electric Co | Phase and frequency synchronizing circuit |
| DE2629406A1 (de) * | 1976-06-30 | 1978-01-05 | Siemens Ag | Steuergeraet fuer einen pulswechselrichter |
| JPS54105735A (en) * | 1978-02-08 | 1979-08-20 | Hitachi Ltd | Gate controller for inverter |
| SE415945B (sv) * | 1979-02-05 | 1980-11-10 | Asea Ab | Vexelriktare med styrbar utspenning |
| JPS5783194A (en) * | 1980-11-10 | 1982-05-24 | Hitachi Ltd | Ac motor controlling device using pulse width modulation inverter |
| US4409535A (en) * | 1982-03-18 | 1983-10-11 | Vee Arc Corporation | Gated asynchronous carrier modulation |
| JPH07108095B2 (ja) * | 1984-01-20 | 1995-11-15 | 株式会社日立製作所 | インバータ装置及びその制御方法 |
| JPS60174070A (ja) * | 1984-02-16 | 1985-09-07 | Fanuc Ltd | 交流インバ−タ回路における搬送波の制御方式 |
| JPS60174088A (ja) * | 1984-02-17 | 1985-09-07 | Fanuc Ltd | 交流電動機のデジタル制御方式 |
| DE3523530A1 (de) * | 1985-07-01 | 1987-01-08 | Siemens Ag | Verfahren zum rbergang auf eine synchrone puls-dauer-modulation bei einem pulsumrichter |
-
1986
- 1986-07-25 JP JP61173670A patent/JPH07112360B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-07-22 US US07/076,270 patent/US4779183A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-07-22 EP EP87110605A patent/EP0254290B1/en not_active Expired
- 1987-07-22 DE DE8787110605T patent/DE3768576D1/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0254290A3 (en) | 1988-11-09 |
| JPS6331476A (ja) | 1988-02-10 |
| DE3768576D1 (de) | 1991-04-18 |
| EP0254290B1 (en) | 1991-03-13 |
| EP0254290A2 (en) | 1988-01-27 |
| US4779183A (en) | 1988-10-18 |
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