JPH0463568B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチユーナお
よびパーソナル無線の送信機や受信機、その他通
信機全般に用いることができる同調装置に関する
ものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、希望する電波を選択する
同調装置の性能においては高い同調精度、安定性
および信頼性の要求が高まつている。一方、それ
ら受信機、送信機や通信機の製造コストの低減も
大きな課題であり、特に合理化が困難な高周波部
の周波数選択回路について抜本的な技術開発が必
要とされている。

以下図面を参照にしながら従来の同調装置につ
いて説明する。第１図は従来の同調装置の回路図
であり１は同調コイル、２はトリマキヤパシタ、
３は電圧可変キヤパシタンスダイオードでありそ
れぞれによつて同調回路４を構成していた。電圧
可変キヤパシタンスダイオード３には交流信号阻
止用の抵抗５を介して直流電源６の電圧がポテン
シオメータ７によつて可変分圧された電圧が供給
されていた。

更に第２図は第１図における同調回路４に対す
る従来の部品構成図であり８は同調コイル、９は
トリマキヤパシタ、１０は電圧可変キヤパシタン
スダイオードでありそれぞれは回路導体１１およ
び１２で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては インダクタ部品およびキヤパシタ部品は他の
高周波部品と比較してサイズが大きく、特に高
さ寸法が機器の小型化と薄型化を阻害してい
る。

インダクタ部品は機械的振動によつてそのイ
ンダクスンタスがずれ易く、またフエライトコ
アの温度依存性が大きいのでインダクタンスが
不安定であり同調周波数の変動が大きい。

インダクタ部品とキヤパシタ部品はそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定である。

独立した最小単位機能の個別部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限
界がある。

更に 電圧可変キヤパシタンスダイオードに対する
制御電圧が不安定であり、したがつて同調精度
が著しく劣化する。

制御系の構成技術として産業界の大勢傾向で
あるデイジタル化とLSI化に対応することがで
きず、同調装置およびそれを用いる機器の高度
な多機能制御を実現することができない。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキヤパシタ部
品を一体化構成した同調回路ブロツクを実現する
と共にデイジタル信号によつて一体化構成した同
調回路ブロツクを含む同調器の同調周波数を制御
可能にすることにあり、それによつて同調回路ブ
ロツクの形態を超薄型で小型化し、更に機械的振
動に対しても安定で、同調周波数の同調精度を向
上させ、同調周波数の温度依存性が小さく、接続
リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、ま
た部品点数を削減して製造工程の合理化を可能に
することである。

発明の構成 本発明の同調装置は誘電体を介してもしくは誘
電体の表面で対向設置される電極それぞれのアー
ス端子を互いに逆方向側となるように設定して上
記それぞれの電極のうち任意の片方電極のオープ
ン端子に電圧可変リアクタンス素子を接続し、Ｄ
−Ａコンバータよりなる制御部に同調制御コード
を入力すると共にその制御部のアナログ出力電圧
を上記電圧可変リアクタンス素子に供給するよう
に構成したものであり、それにより相対向する電
極間で一方の電極が分布インダクタとして作用
し、またこの電極と他方の電極が対向することに
よつて先端オープンの分布定数回路を形成し、発
生する負リアクタンスによる分布キヤパシタを実
現し、上記の分布インダクタと並列に作用させる
ことを基本とする同調回路であり、この同調回路
に接続する電圧可変リアクタンスの制御電圧とし
てＤ−Ａコンバータの出力電圧を用いることによ
つて同調制御信号であるデイジタルコードを設定
して同調周波数を可変制御するように作用させる
ものである。

実施例の説明 次に本発明の同調装置に用いる同調器の動作原
理を説明する。

以上のように構成された本実施例の同調器につ
いて以下その動作を説明する。

第３図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作を
説明するための等価回路である。第３図ａにおい
て、電気長を有し、互いにアース端子を逆方向
側に設定したそれぞれの伝送路電極２７０，２７
１によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接続
されて信号を供給するものとする。そして、それ
によつて伝送路電極２７０の先端におけるオープ
ン端子には進行波電圧e_Aが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極
２７０に近接して対向設置もしくは並設されてい
るので、相互誘導作用によつて電圧が誘起され
る。その伝送路電極２７１の先端におけるオープ
ン端子に誘起される進行波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相とする。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１より成る伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_AＡ−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じ電気長である
とすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_sを有する誘電体を介し
て間隔ｄ対向されているものとする。この場合に
おける伝送路の単位長当りに形成するキヤパシタ
ンスC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_pε_sＷ・Ｖ／ｄ＝ε_pε_sＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に、 C_O＝ε_pε_sＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第３図ａに示す伝送路は、第３図ｂに
示すような単位長当りにおいて第６式で求まる
C_Oの分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路とな
る。

さらに、この伝送路は第３図ｃに示すように、
伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲
形状により発生する集中インダクタ成分それぞれ
による総合的な分布インダクタ２７７および２７
８と分布キヤパシタ２７３よりなる分布定数回路
と等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長との関係について説明する。
第４図ａに示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第４図ｂ
に示す等価回路で表わすことができる。その特性
インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスZ_Oは第
６式において求めた伝送路における単位当りのキ
ヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち伝
送路における単位長当りの特性インピーダンスZ_O
はキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはまた
キヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_s′伝送
路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置
間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がであ
り、かつ先端がオープン状態であるて伝送路の端
子に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2π／λ ……(10) であり、特に θ＝Ｏ〜π／２ θ＝π〜３／４π ……（11） の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ ……（12） となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長によつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長を
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長の設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以下第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第５図であ
る。第５図では、先端がオープン状態の伝送路に
おいて、その電気長の変化に従つて端子に発生
する等価リアクタンスＸが変化する様子を表して
いる。第５図から明らかなように、伝送路の電気
長がλ／４以下もしくはλ／２〜4λ／３など
におけるような場合には負の端子リアクタンスを
形成することが可能であり、すなわち等価的にキ
ヤパシタを形成することができる。さらに、負の
端子リアクタンスを発生させる条件において、伝
送路の電気長を任意に設定することによつて、
キヤパシタンスＣを任意の値に実現することが可
能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
５図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９と
して等価的に置換することができる。そして、伝
送路に存在する分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成分
それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。この第３図ｄにおいてアー
ス端子を共通化して表わすと、明らかに最終的に
は第３図ｅにおいて示すように、集中定数キヤパ
シタ２７９および集中定数インダクタ２８０より
成る並列共振回路と等価になり、同調器を実現す
ることができる。

以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するために、
従来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調
器における構成および動作を次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。

第６図は、伝送路電極として例えば本発明にお
ける同調器に用いるものと同様なもので形成して
も、アース端子が互いに同方向側に設定されてい
る点が異なる場合の動作を示すものである。第６
図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２より
なる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生する
信号源２８３によつてドライブされているものと
する。それによつて伝送路電極２８１の先端にお
けるオープン端子には定存波電圧e_Aが激起され、
それと対向設置もしくは並設される伝送路電極２
８２の先端におけるオープン端子には定在波電圧
e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞれの
伝送路電極２８１および２８２のアース端子は互
いに同方向側に設定されているので、それぞれの
定存波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従がつ
て、伝送路電極２８１および２８２におけるそれ
ぞれの電圧分布係数は同じＫを有することにな
る。それによつて伝送路電極が対向する任意の部
分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……（14） となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであると e_A＝e_B ……（15） となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝Ｏ ……（16） となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第６図ａにお
ける信号源２８３を伝送路端に置換設定したもの
が第６図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡信号
源２８４を設置したことと等価になる。そしてこ
の等価回路においては互いに電位差を有しない平
行伝送路が存在するのみである。つまりこれは第
６図ｃに示すように、等価的に単なる一本の伝送
路電極２８５が存在する場合と同一であることは
明らかである。そして、信号源２８３およびアー
ス端子を第６図ａに示したようにもとの回路に等
価置換することにより第６図ｄに示すようにな
る。つまり伝送路の分布インダクタ成分および伝
送路の屈曲形状により発生する集中インダクタ成
分それぞれより成る等価的な集中定数インダクタ
のみを形成するだけである。以上より明らかなよ
うに、インダクタと並列にキヤパシタを形成する
ことができないので、目的とする並列共振回路の
同調器は実現することができない。

第７図は、片側の伝送路電極として例えば本発
明の同調器におけるものと同じもので形成した一
般的なマイクロストリツプラインであるが、その
伝送路電極と対向する電極が充分に広いアースと
なつている点が異なる場合の動作を示すものであ
る。第７図ａにおいて伝送路電極２８７が充分に
広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発生す
る信号源２８９によつてドライブされ、伝送路の
先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが励起
されるものとし、その電圧分布係数Ｋとする。一
方、アース電極２８８には仮想的に電圧分布係数
Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと仮定す
ると、伝送路電極２８７とアース電極２８８が対
向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……（17） で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝Ｏ ……（18） となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……（19） となる。これによつて、伝送路電極２８７がアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクロストリツプラ
インは第７図ｂに示すように等価損失抵抗２９０
を含む集中定数インダクタ２９１および集中定数
キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回路
を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際に
は相当大きな抵抗値を有するものになるため、共
振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第８図は従来において最も多く使用されている
λ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路にお
ける先端条件および伝送路の長さの設定と、更に
アースの設定におけるそれぞれの点で本発明の同
調器と全く異なることを示すものである。第８図
において平衡モード伝送路電極２９３および２９
４は、その電気長が共振周波数におけるλ／４
に等しく設定され、かつ先端がシヨートされてい
る。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２９５に
よつて、それぞれの伝送路電極が平衡モードでド
ライブされているものとする。アース端子は平衡
信号源２９５の中性点に設定され、特に伝送路電
極におけるいずれかの端子にアースを設定するも
のではない。この場合における伝送路の端子に発
生する等価的な端子リアククタンスＸは、伝送路
の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……（20） となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第８式に
おいて示したものと同じものであり、またθにつ
いても第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長を ＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……（23） となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長の設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長の設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長
の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第９図は
同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を表
すグラフである。そして第１０図は共振Ｑの温度
依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第９図および第１０図において、特性（Ａ）
は本発明における同調器の温度依存性であり、誘
電体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系
プリント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性（Ｂ）は第２図において示すよう
な、従来において最も多く用いられていた同調器
における温度依存特性である。これらの実験結果
から、本発明の同調器においては一般的な誘電体
を用いて構成したものでもその同調周波数は極め
て安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定であ
ることが明らかである。一方、従来の同調器にお
いては、インダクタを構成するフエライト材のコ
アにおける透磁率μとＱの根本的な不安定性、お
よびコイル部分の膨張と収縮によるインダクタン
スの変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振
Ｑの安定性を確保することが困難であつた。それ
によつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安
定化補償回路を付加して不安定性を補つていた。

次に本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第１１図は本発明の実施例における同調装置の
構成回路図を示すものである。１３は分布インダ
クタとして作用する伝送路電極であり、１４は伝
送路電極１３に対し誘電体（図示せず）を介して
対向設置され分布キヤパシタを発生させる伝送路
電極である。それぞれの伝送路電極１３と１４の
アースは互いに逆方向側に設定されることによつ
てインダクタとキヤパシタの並列回路１５を形成
する。伝送路電極１４のオープン端子１４ａには
電圧可辺キヤパシタンスダイオード１６が接続さ
れて同調器１７を構成する。電圧可変キュパシタ
ンスダイオド１６には交流信号阻止用の抵抗１８
を介してＤ−Ａコンバータ１９のアナログ出力電
圧が供給される。Ｄ−Ａコンバータ１９の入力端
子２０には同調制御用のデイジタル信号コードが
入力される。

第１２図は本発明の他の実施例における同調装
置の構成回路図を示すものである。１７は前記第
１１図において説明したものと同じ同調器であ
り、更に抵抗１８およびＤ−Ａコンバータ１９の
接続構成も前記第１１図において説明したものと
同じである。一方Ｄ−Ａコンバータの入力端子２
０にはラツチもしくはRAMもしくはROMより
なるデイジタル信号処理器２１の出力が供給され
る。このデイジタル信号処理器２１は入力端子２
２に入力される同調制御用のデイジタル信号コー
ドを記憶したり別のデイジタル信号コードに変換
するように作用する。

第１３図は本発明の他の実施例における同調装
置の構成回路図を示すものである。１７ないし２
２は前記第１２図において説明したものと同じ構
成である。一方デイジタル信号処理器２１の入力
端子２２にはコード変換器２３の出力が供給され
る。このコード変換器２３は入力端子２４に入力
される同調制御用のシリアル形式デイジタル信号
コードをパラレル形式デイジタル信号コードに変
換するように作用する。

第１４図ないし第２１図は前記第１１図ないし
第１３図で説明したインダクタとキヤパシタの並
列回路１５の実施例を示すものである。第１４図
においてａは表面図、ｂは側面図、ｃは裏面図を
示す。（以下第１５図ないし第２１図において同
様）第１４図において100は誘電体基板であり、
１０１と１０２は分布定数回路を形成して分布イ
ンダクタと分布キヤパシタを実現する電極であ
る。電極１０１と１０２のアース端子の設定は第
１４図に示すように対向する電極相互において任
意の逆方向側となるようにする。（以下第１５図
ないし第２１図において同様）第１４図ａに示す
Ａ側、Ｂと第１１図ｃに示すＡ側、Ｂがそれぞれ
対応する、（以下第１５図ないし第２１図におい
て同様） 第１５図においては誘電体基板１０３を介して
１個所の屈曲部を有する電極１０４と１０５がそ
れぞれ対向設置されている。

第１６図においては誘電体基板１０６を介して
複数箇所の屈曲部を有する電極１０７と１０８が
それぞれ対向設置されている。

第１７図においては誘電体基板１０９を介して
メアンダ形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対
向設置されている。

第１８図においては誘電体基板１１２を介して
スパイラル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ
対向設置されている。

第１９図においては誘電体基板１１５の表面に
電極１１６と１１７がそれぞれ側方対向して設置
されている。

第２０図においては誘電体基板１１８の内部に
電極１１９と１２０がそれぞれ対向設置されてい
る。

第２１図においては誘電体基板１２１の内部に
電極１２２が設置され、誘電体基板１２１の表面
に電極１２３が設置されそれぞれの電極１２２と
１２３が対向している。

以上第１４図ないし第２１図の実施例において
対向設置される電極それぞれは同一形状の全面完
全対向としたが、任意の片方電極が他方電極と比
較して等価長さが異なつていても、また相方電極
が部分的に対向するようにしても実現できる。ま
た第１９図ないし第２１図における実施例に用い
る電極それぞれの形状は第１５図ないし第１８図
に示す実施例で示したものを用いても実現するこ
とができる。

以上のように構成された本実施例の同調装置に
用いる同調器について以下その動作を説明する。
第２２図に同調器の動作等価回路を示す。第２２
図ａにおいて誘電体（図示せず）を介して対向設
置される電極１２４と１２５のアースは互いに逆
方向側に設定されると共に電極１２４のオープン
端子１２６には電圧可変キヤパシタンス素子１２
７が接続されるようにして基本回路を形成する。
今ここでオープン端子１２６に交流信号を印加す
ると電極１２４と電極１２５のアース端子が互い
に逆方向に設定されているためそれぞれの電極１
２４と１２５にドライブされる交流電流は互いに
逆位相となり、これによつて電極１２４と１２５
の間には分布キヤパシタンスを発生させることが
できる。この様子を示したのが第２２図ｂであり
分布キヤパシタ１２８が形成されると共に第２２
図ａに示す電極１２５のインダクテイブ成分が打
消されてアース面１２９と等価になる。電極１２
４には分布インダクタンスが存在して第２２図ｃ
に示すように分布インダクタ１３０を形成すると
共に分布キヤパシタ１２８とにより分布定数回路
を構成する。これを集中定数回路に等価変換する
とインダクタ１３１とキヤパシタ１３２および電
圧可変キヤパシタンス素子１２７それぞれの並列
共振回路を構成するようになる。そして電圧可変
キヤパシタンス素子１２７の制御端子１３３に印
加する同調制御電圧を変化させることによつてこ
の同調器の同調周波数を可変制御することができ
る。

以上のように構成された同調器を含む本発明の
実施例における同調装置の動作について第１３図
に示すものを代表して以下に説明する。入力端子
２４に供給されるシリアル形式デイジタル信号コ
ードによる同調制御信号はコード変換器２３によ
つてパラレル形式デイジタル信号コードに変換さ
せてデイジタル信号処理器２１に入力される。こ
のデイジタル信号処理器２１としてラツチを用い
た場合はそれに入力されるデイジタル信号コード
はそのままで一時記憶され、RAMもしくは
ROMを用いた場合はあらかじめ書込まれた記憶
内容に従つてデイジタル信号コードは任意に変換
される。そのいずれかによつて処理されたデイジ
タル信号コードはＤ−Ａコンバータに供給されて
そのデイジタル信号コードに応じたアナログ出力
電圧を得ると共にそのアナログ出力電圧は電圧可
変キヤパシタンス素子１６に供給される。このよ
うにして入力端子２４に入力するシリアル形式デ
イジタル信号コードを変化させることにより、そ
れに対応させて同調器１７の同調周波数を可変設
定することができる。第１１図の実施例における
同調装置はＤ−Ａコンバータ１９の入力端子２０
に直接パラレル形式デイジタル信号コードを供給
するものであり、また第１２図の実施例における
同調装置はデイジタル信号処理器２１の入力端子
２２に直接パラレル形式デイジタル信号コードを
供給するものである。第１１図ないし第１３図に
示す実施例の同調装置はいずれもデイジタル信号
コードによつて同調器１７の同調周波数を可変設
定するように動作するものである。ここで第１１
図ないし第１３図の実施例の同調装置における同
調器の電極１３の所要部分をカツトすることによ
つて分布キヤパシタンスを可変設定することが可
能で同調周波数帯を任意に設定できる。

上記それぞれの実施例における同調装置の同調
器の構成においては電圧可変キヤパシタンス素子
を電極の先端オープン端子に接続したが、電極の
任意の部位端子に接続しても所要目的は達成する
ことができる。なお上記それぞれの実施例におけ
る同調器の電極としては金属導体、印刷導体、も
しくは薄膜導体を使用することができ、また誘電
体基板としてはアルミナセラミツク、プラスチツ
ク、テフロン、ガラス、マイカ等を使用すること
ができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い
誘電体層を介した対向電極によつて同調部を形成
すると共に電圧可変リアクタンス素子の制御電圧
をデイジタル信号コードによつて可変するように
構成しているので 簡単な構成で同調器のインダクタ部品とキヤ
パシタ部品を一体化構成することができる。

超薄型で小型の同調器を実現することができ
る。

同調器のインダクタとキヤパシタがリードレ
スで接続されるのでリードインダクタやストレ
ーキヤパシタの影響がなく、従つて同調装置の
動作が極めて安定になり同調精度が向上する。

同調器の部品点数を削減することが可能であ
り、製造の合理化やコストダウンが実現でき
る。

更に デイジタル信号コードによる同調制御方式と
安定なＤ−Ａコンバータの変換機能によつて非
常に安定な同調制御電圧を得ることが可能であ
り、同調装置の同調精度を著しく向上させるこ
とができる。

コンピユータ応用の多機能デイジタル制御系
に接続することが可能であり、同調装置および
それを用いる機器の高度な多機能制御化を実現
することができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同調器の回路図、第２図は従来
の同調装置に用る同調器の構成図、第３図ａ〜
ｅ、第４図ａ，ｂ、第５図は本発明の同調装置に
用いる同調器の動作原理を示す説明図、第６図ａ
〜ｄ、第７図ａ，ｂ、第８図は従来の同調器にお
ける動作原理を示す説明図、第９図、第１０図は
本発明と従来の同調器の温度変化に対する同調周
波数と共振Ｑの特性図、第１１図ないし第１３図
は本発明の実施例における同調装置の構成回路
図、第１４図ないし第２１図は本発明の実施例に
おける同調装置に用いる同調器の構成図でありそ
れぞれにおいてａは表面図、ｂは側面図、ｃは裏
面図、第２２図は本発明の実施例における同調装
置に用いる同調器の動作原理説明図である。 １３，１４，１０１，１０２，１０４，１０
５，１０７，１０８，１１０，１１１，１１３，
１１４，１１６，１１７，１１９，１２０，１２
２，１２３，１２４，１２５……電極、１６，１
２７……電圧可変キヤパシタンス素子、１９……
Ｄ−Ａコンバータ、２１……デイジタル信号処理
器、２３……コード変換器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体を介して対向設置されるかもしくは誘
   電体の表面で並設される電極それぞれのアースに
   接続される端子をが互いに対向しない相異対向位
   置関係となるように設定し、上記それぞれの電極
   における片方電極の所定の端子に電圧可変リアク
   タンス素子を接続し、更にＤ−Ａコンバータおよ
   び上記Ｄ−Ａコンバータに前置されるデイジタル
   信号処理器とコード交換器よりなる制御部を設置
   し、上記制御部におけるＤ−Ａコンバータのアナ
   ログ出力電圧を上記電圧可変リアクタンス素子に
   供給することを特徴とする同調装置。 ２ 制御部におけるデイジタル信号処理器として
   ラツチを設置した特許請求の範囲第１項記載の同
   調装置。 ３ 制御部におけるデイジタル信号処理器として
   にRAMもしくはROMを設置した特許請求の範
   囲第１項記載の同調装置。 ４ 制御部におけるコード変換器としてシリアル
   入力コードをパラレル出力コードに変換するコー
   ド変換部を設置した特許請求の範囲第１項ないし
   第３項のいずれかに記載の同調装置。 ５ 電極として少なくとも一個所以上の所定の屈
   曲角もしくは屈曲率および所定の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１
   項ないし第４項のいずれかに記載の同調装置。 ６ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれ
   かに記載の同調装置。 ７ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりもに短かく設定し、かつ所定の部分で
   対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１
   項ないし第６項のいずれかに記載の同調装置。 ８ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は所定の片側の電極における部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第７項のい
   ずれかに記載の同調装置。 ９ 円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における
   内周部もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第８項のい
   ずれかに記載の同調装置。