JPH0542163B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ，ラジオ，ステレオチユーナお
よびパーソナル無線の送信機や受信機、その他通
信機全般に用いることができる発振装置に関する
ものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、局部発振部において希望
する周波数の信号を発生させる発振装置の性能に
おいては高い同調精度、安定性および信頼性の要
求が高まつている。一方、それら受信機，送信機
や通信機の製造コストの低減も大きな課題であり
特に合理化が困難な高周波部の周波数選択回路に
ついて抜本的な技術開発が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来の発振装置につ
いて説明する。第１図は従来の発振装置の回路図
であり１は同調コイル、２はトリマキヤパシタ、
３は電圧可変キヤパシタンスダイオードでありそ
れぞれによつて同調回路４を構成していた。電圧
可変キヤパシタンスダイオード３には交流信号阻
止用の抵抗５を介して直流電源６の電圧がポテン
シオメータ７によつて可変分圧された電圧が供給
されていた。そして同調回路４の同調コイル１の
一部分と帰還増巾器８が接続されて信号を発振し
ポテンシオメータ７の制御によつて発振周波数を
制御していた。

更に第２図は第１図における同調回路４に対す
る従来の部品構成図であり、９は同調コイル、１
０はトリマキヤパシタ、１１は電圧可変キヤパシ
タンスダイオードでありそれぞれは回路導体１２
および１３で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては インダクタ部品およびキヤパシタ部品は他の
高周波部品と比較してサイズが大きく、特に高
さ寸法が機器の小型化と薄型化を阻害してい
る。

インダクタ部品は機械的振動によつてそのイ
ンダクタンスがずれ易く、またフエライトコア
の温度依存性が大きいのでインダクタンスが不
安定であり同調周波数の変動が大きい。

インダクタ部品とキヤパシタ部品はそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定である。

独立した最小単位機能の個別部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限
界がある。

更に 電圧可変キヤパシタンスダイオードに対する
制御電圧が不安定であり、したがつて同調精度
が著しく劣化する。

制御系の構成技術として産業界の大勢傾向で
あるデイジタル化とLSI化に対応することがで
きず、発振装置およびそれを用いる機器の高度
な多機能制御を実現することができない。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキヤパシタ部
品を一体化構成した同調回路ブロツクを実現する
と共にデイジタル信号によつて一体化構成した同
調回路ブロツクを含む発振器の発振周波数を制御
可能にすることにあり、それによつて同調回路ブ
ロツクの形態を超薄型で小型化し、更に機械的振
動に対しても安定で、発振周波数の同調精度を向
上させ、発振周波数の温度依存性が小さく、接続
リードの悪影響をなくして高周波的に安定で、ま
た部品点数を削減して製造工程の合理化を可能に
することである。

発明の構成 本発明の発振装置は誘電体を介してもしくは誘
電体の表面で対向設置される電極それぞれのアー
ス端子を互いに逆方向側となるように設定して上
記それぞれの電極のうち任意の片方電極のオープ
ン端子に電圧可変リアクタンス素子を接続し、可
変分周器を含むPLL回路で構成される制御部の
同調制御出力電圧を上記電圧可変リアクタンス素
子に供給すると共に上記それぞれの電極の所要部
と上記制御部の発振素子とを接続し、上記可変分
周器の分周比を周波数設定コードで制御するよう
に構成したものであり、これにより対向する電極
において一方の電極が分布インダクタとして作用
し、またこの電極と他方の電極が対向することに
よつて先端オープンの分布定数回路を形成し、そ
れによつて発生する負リアクタンスによる分布キ
ヤパシタンスを実現し、上記の分布インダクタと
並列に作用させることを基本とする同調回路であ
り、この同調回路に接続する電圧可変リアクタン
ス素子の制御電圧としてPLL回路の同調制御出
力電圧を印加することによつて発振制御信号であ
るデイジタルコードを設定して発振周波数を可変
制御するように作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第３図は本発明の実施例における発振装置の構
成回路図を示すものである。１４は分布インダク
タとして作用する伝送路電極であり、１５は伝送
路電極１４に対し誘電体（図示せず）を介して対
向設置され分布キヤパシタを発生させる伝送路電
極である。それぞれの伝送路電極１４と１５のア
ースは互いに逆方向側に設定されること（それぞ
れのアース端子もしくは共通端子の位置がそれぞ
れの電極間の中心面に対して面対称でない位置関
係）によつてインダクタとキヤパシタの並列回路
１６を形成する。によつてインダクタとキヤパシ
タの並列回路１６を形成する。伝送路電極１５の
オープン端子１７には電圧可変キヤパシタンスダ
イオード１８が接続されて同調器１９を構成す
る。電圧可変キヤパシタンスダイオード１８には
交流信号阻止用の抵抗２０を介してPLL回路２
１のローパスフイルタ２２の出力電圧が供給され
る。一方同調器１９におけるインダクタとキヤパ
シタの並列回路１６の伝送路電極１５のオープン
端子１７は帰還増巾器２３に接続されて発振回路
を形成し、帰還増巾器２３の発振信号出力一部は
PLL回路２１の固定分周器２４に供給されて分
周され、その分周出力は更に可変分周器２５に供
給されてデイジタル同調制御信号の入力端子２６
に入力されるデイジタルコードに従つて可変分周
される。その分周出力は水晶発振器２７の発振出
力と位相比較器２８で位相比較され、その位相比
較検出信号はローパスフイルタ２２に供給され
る。

第４図は本発明の他の実施例における発振装置
の構成回路図を示すものである。１９は前記第３
図で説明した同調器であり、２１は同じくPLL
回路であり、２３は同じく帰還増巾器である。一
方可変分周器２５のデジタル同調制御信号の入力
端子２６にはラツチもしくはRAMもしくは
ROMよりなるデイジタル信号処理器２９の出力
が供給される。このデイジタル信号処理器２９は
入力端子３０に入力される同調制御用のデイジタ
ル信号コードを記憶したり別のデイジタル信号コ
ードに変換するように作用する。

第５図は本発明の他の実施例における発振装置
の構成回路図を示すものである。同調器１９、
PLL回路２１、帰還増巾器２３およびデイジタ
ル信号処理器２９は前記第４図において説明した
ものと同じである。一方デイジタル信号処理器２
９の入力端子３０にはコード変換器３１の出力が
供給される。このコード変換器３１は入力端子３
２に入力される同調制御用のシリアル形式デイジ
タル信号コードをパラレル形式デイジタル信号コ
ードに変換するように作用する。

第６図ないし第１３図は前記第３図ないし第５
図で説明したインダクタとキヤパシタの並列回路
１５の実施例を示すものである。第６図において
ａは表面図、ｂは側面図、ｃは裏面図を示す。
（以下第７図ないし第１３図において同様）第６
図において１００は誘電体基板であり、１０１と
１０２は分布定数回路を形成して分布インダクタ
と分布キヤパシタを実現する電極である。電極１
０１と１０２のアース端子の設定は第６図に示す
ように対向する電極相互において任意の逆方向側
となるようにする。

（以下第７図ないし第１３図において同様）第
６図ａに示すＡ側、Ｂと第３図ｃに示すＡ側、Ｂ
がそれぞれ対応する。（以下第７図ないし第１３
図において同様） 第７図においては誘電体再板１０３を介して１
個所の屈曲部を有する電極１０４と１０５がそれ
ぞれ対向設置されている。

第８図においては誘電体基板１０６を介して複
数個所の屈曲部を有する電極１０７と１０８がそ
れぞれ対向設置されている。

第９図においては誘電体基板１０９を介してメ
アンダ形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向
設置されている。

第１０図においては誘電体基板１１２を介して
スパイラル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ
対向設置されている。

第１１図において誘電体基板１１５の表面に電
極１１６と１１７がそれぞれ側方対向して設置さ
れている。

第１２図においては誘電体基板１１８の内部に
電極１１９と１２０がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１３図においては誘電体基板１２１の内部に
電極１２２が設置され、誘電体基板１２１の表面
に電極１２３が設置されそれぞれの電極１２２と
１２３が対向している。

以上第６図ないし第１３図の実施例において対
向設置される電極それぞれは同一形状の全面完全
対向としたが、任意の片方電極が他方電極と比較
して等価長さが異なつていても、また相方電極が
部分的に対向するようにしても実現できる。また
第１１図ないし第１３図における実施例に用いる
電極それぞれの形状は第７図ないし第１０図に示
す実施例で示したものを用いても実現することが
できる。

次にこの同調器の動作原理を説明する。

第１４図ａ〜ｅは本発明の発振装置に用いる同
調器における動作を説明するための等価回路であ
る。第１４図ａにおいて、電気長ｌを有し、互い
にアース端子を逆方向側に設定したそれぞれの伝
送路電極２７０，２７１によつて形成される伝送
路に対して、電圧ｅを発生する信号源２７２が伝
送路電極２７０に接続されて信号を供給するもの
とする。そして、それによつて伝送路電極２７０
の先端におけるオープン端子には進行波電圧e_Aが
励起されるものとする。一方、伝送路電極２７１
は上記の伝送路電極２７０に近接して対向設置も
しくは並設されているので、相互誘導作用によつ
て電圧が誘起される。その伝送路電極２７１の先
端におけるオープン端子に誘起される進行波電圧
をe_Bとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１より成る伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じ電気長ｌである
とすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A ＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_sを有する誘電体を介し
て間隔ｄに対向されているものとする。この場合
における伝送路の単位長当りに形成するキヤパシ
タンスC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_pε_sＷ・Ｖ／ｄ＝ε_pε_sＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C_O＝ε_pε_sＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第１４図ａに示す伝送路は、第１４図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るC_Oの分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路と
なる。さらにこの伝送路は第１４図ｃに示すよう
に伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の屈
曲形状により発生する集中インダクタ成分それぞ
れによる総合的な分布インダクタ２７７および２
７８と分布キヤパシタ２７３よりなる分布定数回
路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第１５図ａに示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１５
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝路における単位当りのキ
ヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち伝
送路における単位長当りの特性インピーダンスZ_O
はキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはまた
キヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_s，伝送
路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置
間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がｌであ
り、かつ先端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に θ＝Ｏ〜π／２ θ＝π〜３／２π ……(11) の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイプリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第１６図で
ある。第１６図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１６図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
3λ／４などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１４図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９
として等価的に置換することができる。そして、
伝送路に存在する分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成
分それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。この第１４図ｄにおいてア
ース端子を共通化して表わすと、明らかに最終的
には第１４図ｅにおいて示すように、集中定数キ
ヤパシタ２７９および集中定数インダクタ２８０
より成る並列共振回路と等価になり、同調器を実
現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するため、従
来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調器
における構成および動作を次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。

第１７図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ても、アース端子が互いに同方向側に設定されて
いる点が異なる場合の動作を示すものである。第
１７図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２
よりなる先端オーブンの伝送路が、電圧ｅを発生
する信号源２８３によつてドライブされているも
のとする。それによつて伝送路電極２８１の先端
におけるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波
電圧e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞ
れの伝送路電極２８１および２８２のアース端子
は互いに同方向側に設定されているので、それぞ
れの定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従
がつて、伝送路電極２８１および２８２における
それぞれの電圧分布係数は同じＫを有することに
なる。それによつて伝送路電極が対向する任意の
部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……(15) となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝Ｏ ……(16) となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１７図ａに
おける信号源２８３を伝送路端に置換設定したも
のが第１７図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源２８４を設置したことと等価になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有しな
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第１７図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極２８５が存在する場合と同一である
ことは明らかである。そして、信号源２８３およ
びアース端子を第１７図ａに示したようにもとの
回路に等価置換することにより第１７図ｄに示す
ようになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分
および伝送路の屈曲形状により発生する集中イン
ダクタ成分それぞれより成る等価的な集中定数イ
ンダクタ２８６のみを形成するだけである。以上
より明らかなように、インダクタと並列にキヤパ
シタを形成することができないので、目的とする
並列共振回路の同調器は実現することができな
い。

第１８図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第１８図ａにおいて伝送路電極２８７を充
分に広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発
生する信号源２８９によつてドライブされ、伝送
路の先端におけるオーブン端子に定在波電圧e_Aが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとす
る。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分
布係数Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと
仮定すると、伝送路電極２８７とアース電極２８
８が対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(17) で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝Ｏ ……(18) となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……(19) となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクロストリツプラ
インは第１８図ｂに示すように等価損失抵抗２９
０を含む集中定数インダクタ２９１および集中定
数キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際
には相当大きな抵抗値を有するものになるため、
共振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第１９図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第２
０図において平衡モード伝送路電極２９３および
２９４は、その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２
９５によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モー
ドでドライブされているものとする。アース端子
は平衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝
送路電極におけるいずれかの端子にアースを設定
するものではない。この場合における伝送路の端
子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝
送路の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……(20) となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第８式に
おいて示したものと同じのであり、またθについ
ても第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……(21) としているので θ＝π／２ ……(22) である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……(23) となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするため、従来の同調器における性能と
比較した実験結果を示して説明する。第２０図は
同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を表
すグラフである。そして第２１図は共振Ｑの温度
依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第２０図および第２１図において、特性(A)は
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性(B)は第２図において示すような、
従来においても最も多く用いられていた同調器に
おける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて
安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ宛定である
ことが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフエライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およ
びコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑ
の安定性を確保することが困難であつた。それに
よつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安定
化補償回路を付加して不安定性を補つていた。

以上のように構成された本実施例の発振装置に
用いる同調器について以下その動作を説明する。
第１４図に同調器の動作等価回路を示す。第２２
図ａにおいて誘電体（図示せず）を介して対向設
置される電極１２４と１２５のアースは互いに逆
方向側に設定されると共に電極１２４のオープン
端子１２６には電圧可変キヤパシタンス素子１２
７が接続されるようにして基本回路を形成する。
今ここでオープン端子１２６に交流信号を印加す
ると電極１２４と電極１２５のアース端子が互い
に逆方向に設定されているためそれぞれの電極１
２４と１２５にドライブされる交流電流は互いに
逆位相となり、これによつて電極１２４と１２５
の間には分布キヤパシタンスを発生させることが
できる。この様子を示したのが第２２図ｂであり
分布キヤパシタ１２８が形形成されると共に第２
２図ａに示す電極１２５のインダクテイブ成分が
打消されてアース面１２９と等価になる。電極１
２４には分布インダクタンスが存在して第２２図
ｃに示すように分布インダクタ１３０を形成する
と共に分布キヤパシタ１２８とにより分布定数回
路を構成する。これを集中定数回路に等価変換す
るとインダクタ１３１とキヤパシタ１３２および
電圧可変キヤパシタンス素子１２７それぞれの並
列共振回路を構成するようになる。そして電圧可
変キヤパシタンス素子１２７の制御端子１３３に
印加する同調制御電圧を変化させることによつて
この同調器の同調周波数を可変制御することがで
きる。

以上のように構成された同調器を含む本発明の
実施例における発振装置の動作について第５図に
示すものを代表して以下に説明する。入力端子３
２に供給されるシリアル形式デイジタル信号コー
ドによる同調制御信号はコード変換器３１によつ
てパラレル形式デイジタル信号コードに変換され
てデイジタル信号処理器２９に入力される。この
デイジタル信号処理器２９としてラツチを用いた
場合はそれに入力されるデイジタル信号コードは
そのままで一時記憶され、RAMもしくはROM
を用いた場合はあらかじめ書込まれた記憶内容に
従つてデイジタル信号コードは任意に変換され
る。そのいずれかによつて処理されたデイジタル
信号コードは可変分周器２５に供給されてそのデ
イジタル信号コードに応じた分周比を設定する。
これによつて同調器１９と帰還増巾器２３および
PLL回路２１がロツクされる周波数に発振信号
が設定される。このようにして入力端子３２に入
力されるシリアル形式デイジタル信号コードを任
意に設定することにより、それに対応させて同調
器１９の同調周波数すなわち発振周波数を可変設
定することができる。第３図に示す実施例におけ
る発振装置は可変分周器２５の入力端子２６に直
接パラレル形式デイジタル信号コードを供給する
ものであり、また第４図に示す実施例における発
振装置はデイジタル信号処理器２９の入力端子３
０に直接パラレル形式デイジタル信号コードを供
給するものである。このように第３図ないし第５
図に示す実施例の発振装置はいずれもデイジタル
信号コードによつて発振周波数を可変設定するよ
うに動作するものである。ここで第３図ないし第
５図に示す実施例の発振装置における同調器１９
の伝送路電極１４の所要部分をカツト（図示せ
ず）することによつてインダクタとキヤパシタの
並列回路１６に発生する分布キヤパシタのキヤパ
シタンスを可変設定することが可能であり同調周
波数帯を任意に設定することができる。

上記それぞれの実施例における発振装置の同調
器の構成においては電圧可変キヤパシタンス素子
を電極の先端オープン端子に接続したが、電極の
任意の部位端子に接続して所要目的は達成するこ
とができる。なお上記それぞれの実施例における
同調器の電極としては金属導体、印刷導体、もし
くは薄膜導体を使用することができ、また誘電体
基板としてはアルミナセラミツク、プラスチツ
ク、テフロン、ガラス、マイカ等を使用すること
ができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い
誘電体層を介した対向電極によつて同調部を形成
すると共に電圧可変リアクタンス素子の制御電圧
をデイジタル信号コードによつて可変するように
構成しているので 簡単な構成で同調器のインダクタ部品とキヤ
パシタ部品を一体化構成することができる。

超薄型で小型の同調器を実現することができ
る。

同調器のインダクタとキヤパシタがリードレ
ースで接続されるのでリードインダクタやスト
レーキヤパシタの影響がなく、従つて発振装置
の動作が極めて安定になり同調精度が向上す
る。

同調器の部品点数を削減することが可能であ
り、製造の合理化やコストダウンが実現でき
る。更に デイジタル信号コードによる同調制御方式と
安定なPLL回路の周波数ロツク機能によつて
非常に安定な同調制御電圧を得ることが可能で
あり発振装置の同調精度を著しく向上させるこ
とができる。

コンピユータ応用の多機能デイジタル制御系
に接続することが可能であり、発振装置および
それを用いる機器の高度な多機能制御化を実現
することができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の発振装置の回路図、第２図は従
来の発振装置に用いる同調器の構成斜視図、第３
図ないし第５図は本発明の実施例における発振装
置の構成回路図、第６図ないし第１３図は本発明
の実施例における発振装置に用いる同調器の構成
図でありそれぞれにおいてａは表面図、ｂは側面
図、ｃは裏面図、第１４図ａ〜ｅ、第１５図ａ，
ｂ、第１６図は同同調器の動作原理を示す説明
図、第１７図ａ〜ｄ、第１８図ａ〜ｂ、第１９図
は従来の同調器における動作原理を示す説明図、
第２０図、第２１図は本発明と従来の同調器の温
度変化に対する同調周波数と共振Ｑの特性図、第
２２図は本発明の実施例における発振装置に用い
る同調器の動作原理説明図である。 １４，１５，１０１，１０２，１０４，１０
５，１０７，１０８，１１０，１１１，１１３，
１１４，１１６，１１７，１１９，１２０，１２
２，１２３，１２４，１２５……電極、１８，１
２７……電圧可変キヤパシタンス素子、２１……
PLL回路、２３……帰還増巾器、２２……ロー
パスフイルタ、２４……固定分周器、２５……可
変分周器、２８……位相比較器、２７……水晶発
振器、２９……デイジタル信号処理器、３１……
コード変換器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体を介して対向設置するか、もしくは誘
   電体の表面で並設する電極それぞれのアースに接
   続される端子を互いに対向しない相異対向位置関
   係となるように設定し、上記それぞれの電極のう
   ち任意の片方電極のオープン端子に電圧可変リア
   クタンス素子を接続した同調器を含む発振器を設
   置すると共に可変分周器を含むPLL回路を設置
   し、上記PLL回路の同調制御出力電圧を上記電
   圧可変リアクタンス素子に供給し、かつ上記発振
   器の発振出力を上記可変分周器に供給し、上記可
   変分周器の分周比を周波数設定コードによつて任
   意に制御することを特徴とする発振装置。 ２ 制御部として可変分周器のコード設定端子に
   ラツチを設置した特許請求項の範囲第１項記載の
   発振装置。 ３ 制御部として可変分周器のコード設定端子に
   RAMもしくはROMを設置した特許請求の範囲
   第１項記載の発振装置。 ４ 更に制御部としてシリアル入力コードをパラ
   レル出力コードに変換するコード変換器を設置し
   た特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれか
   に記載の発振装置。 ５ 電極として少なくとも一箇所以上の任意の屈
   曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１
   項ないし第４項のいずれかに記載の発振装置。 ６ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれ
   かに記載の発振装置。 ７ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部
   分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲
   第１項ないし第６項のいずれかに記載の発振装
   置。 ８ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は任意の片側の電極における部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第７項のい
   ずれかに記載の発振装置。 ９ 電極それぞれにおいてアースに接続される端
   子を、アースと接続せずに共通端子とした特許請
   求の範囲第１項ないし第８項のいずれかに記載の
   発振装置。