JPH0325041B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビおよびパーソナル無線
の送信機や受信機、その他通信機全般に用いるこ
とができるフイルタに関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、希望する電波を選択する
フイルタの性能においては高い安定性と信頼性が
要求されている。一方、それら受信機、送信機や
通信機の製造コストの低減も大きな課題であり、
特に合理化が困難な高周波部のフイルタ回路部品
の抜本的な技術開発が必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の多段複同調フイ
ルタ回路部品について説明する。第１図は基本的
な多段同調フイルタ回路であり、１ないし３は同
調インダクタ、４ないし６は同調キヤパシタ、７
および８は結合キヤパシタ、９は入力端子、そし
て１０は出力端子である。ここで結合キヤパシタ
７，８を用いずに同調インダクタ相互間の電磁誘
導作用を用いて結合させる従来例（図示せず）も
ある。このフイルタ回路を構成する部品は従来に
おいては第２図に示す様なインダクタ部品１１な
いし１３とキヤパシタ部品１４ないし１８が導体
６１および６２で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては インダクタ部品およびキヤパシタ部品は他の
高周波部品と比較してサイズが大きく、特に高
さ寸法が機器の小型化と薄型化を阻害してい
る。

インダクタ部品は機械的振動によつてそのイ
ンダクタンスがずれ易く、またフエライトコア
の温度依存性が大きいのでインダクタンスが不
安定であり同調周波数の変動が大きい。

インダクタ部品とキヤパシタ部品はそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定である。

独立した最小単位機能の個別部品の集合回路
であるため部品点数の削減や製造の合理化に限
界がある。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキヤパシタ部
品を一体化構成した多段複同調フイルタ回路ブロ
ツクを実現することにあり、それによつてフイル
タ回路ブロツクの形態を超薄型で小型化し、更に
機械的振動に対しても安定で、同調周波数の温度
依存性が小さく、接続リードの悪影響をなくして
高周波的と安定で、また部品点数を削減して製造
工程の合理化を可能にすることである。

発明の構成 本発明のフイルタは同一の厚みと同一の誘電率
を有する少なくとも２個以上の誘電体を介して少
なくとも３個以上の電極を対向設置し、それぞれ
の電極のアース端子が互いに対向する電極間にお
いて逆方向側となるように設定すると共に、上記
それぞれの電極が対向する面積もしくは電極の等
価長さを所要値に設定することによつて、複数の
異なる周波数同調部を形成して任意の複同調周波
数選択特性を呈するように構成したものであり、
これにより相対向する電極間で一方の電極が分布
インダクタとして作用し、またこの電極と他方の
電極が対向することによつて先端のオープンの分
布定数回路を形成し、その等価長さを動作させる
周波数波長のλ／４長さ未満に設定すことによつ
て発生する負リアクタンスによる分布キヤパシタ
を実現し、上記の分布インダクタと並列に作用さ
せことを基本とするものであり、この分布キヤパ
シタの値と上記分布インダクタの値を任意に設定
するために電極のパターンを所要任意に形成して
電極間の対向面積および電極の等価長さを同時に
設定し、これら所要任意のキヤパシタンスを有す
る分布キヤパシタと所要任意のインダクタンスを
有する分布インダクタが交互に積層されることに
よつて異なる同調周波数を有する複数の同調部が
形成されて多段複同調フイルタとして作用するも
のである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなら
ら説明する。

第３図は本発明の実施例におけるフイルタの構
成図を示すものである。第３図においてａは表面
図、ｂは側面図、ｃは裏面図を示す（以下第４図
ないし第８図において同様）第３図において１９
ａ，１９ｂは誘電体基板であり、２０ないし２２
は分布定数回路を形成して分布インダクタと分布
キヤパシタを形成する電極である。電極２０ない
し２２のアース端子の設定は第３図に示すように
相対向する電極相互において逆方向側となるよう
にする。（以下第４図ないし第８図において同様）
第３図ａに示すＡ○側，Ｂ○側と第３図Ｃに示すＡ○
側，Ｂ○側が対応し（以下第４図ないし第８図にお
いて同様）それぞれの電極２０ないし２２は異な
るパターンで対向している。ここで誘導体１９ａ
と１９ｂは同一の厚みと同一の誘電率を有する
（以下第４図ないし第８図において同様）ものを
用いる。以上の構成によつて電極２０と２１およ
び誘導体１９ａで１個の単同調部を形成し、電極
２１と２２および誘電体１９ｂで別の１個の単同
調部を形成する。それぞれの単同調部の同調周波
数は異なり、それらが結合して選択度がシヤープ
な複同調フイルタを形成する。（以下第４図ない
し第８図において同様。動作説明は後述する。） 第４図は本発明の他の実施例におけるフイルタ
の構成図を示すものである。誘電体基板２３ａと
２３ｂを介して１個所の屈曲部を有する電極２４
ないし２６がそれぞれ対向配置されている。

第５図と第６図は本発明の他の実施例における
フイルタの構成図を示すものである。第５図にお
いて誘電体基板２７ａと２７ｂを介して複数個所
の屈曲部を有して形状を成す電極２８ないし３０
が対向配置されている。第６図において誘電体基
板３１ａと３１ｂを介して複数個所の屈曲部を有
して折返し形状を成す電極３２ないし３４が対向
配置されている。

第７図は本発明の実施例におけるフイルタの構
成図を示すものである。誘電体基板３５ａと３５
ｂを介してスパイラル形状の電極３６ないし３８
がそれぞれ対向配置されている。

第８図は本発明の他の実施例におけるフイルタ
の構成図を示すものである。誘電体基板３９の内
部に電極４０ないし４２ががそれぞれ等しい対向
間隔を保つて対向配置されている。第８図の実施
例における電極形状としてはこの他第４図ないし
第７図に示した実施例におけるような屈曲部を有
する電極を用いることができる。

以上のように構成された本実施例のフイルタに
ついて第６図に示す実施例を代表して以下にその
動作を説明する。まずインダクタは第６図ａに示
す折返し形状電極３２と３４によつて形成され
る。次にキヤパシタは折返し形状電極３２と３３
の間に存在する誘電体基板３１ａによつて発生す
るものと、折返し形状電極３３と３４の間に存在
する誘電体基板３１ｂによつて発生するものによ
つて形成される。ここでキヤパシタを形成する折
返し形状電極３３は上記それぞれ発生するキヤパ
シタに対して共通である。

次に本発明のフイルタに用いる同調器の動作原
理を説明する。

第９図ａ〜ｇは本発明の同調器における動作を
説明するたの等価回路である。第９図ａにおい
て、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆方向
側に設定したそれぞれの伝送路に対して、電圧ｅ
を発生する信号源２７２が伝送路電極２７０に接
続されて信号を供給すものとする。そして、それ
によつて伝送路電極２７０の先端におけるオープ
ン端子には進行波電圧e_Aが励起されるものとす
る。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送路電極
２７０に近接して対向配置もしくは並設されてい
るので、相互誘作用によつて電圧が誘起される。
その伝送路電極２７１の先端におけるオープン端
子に誘起される進行波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１より成る伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定在波の分布態様を示す電圧分布系数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めるると、 Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれのの伝
送路電極２７０および２７１が同じ電気頂長ｌで
あるとすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A ＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極巾Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_Sを有するる誘電体を介
して間隔ｄす対向されているものとする。この場
合における伝送路の単位長当りに形成するキヤパ
シタンスC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_Oε_SＷ・Ｖ／ｄ＝ε_Oε_SW.e_A／ｄ ……(5) であり、故に C_O＝ε_Oε_SＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第９図ａに示す伝送路は、第９図ｂに
示すような単位長当りにおいて第６式で求まる
C_Oの分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路とな
る。また、それぞれの伝送路電極２７０と伝送路
電極２７１における電圧定在波分布（もしくは電
流定在波分布）は、上記において述べたように互
いに逆位相関係にあるので、この伝送路は等価的
に平衡モードの伝送路として動作することにな
る。これによつて第９図ｃに示すような、平衡電
圧e′を有する平衡信号源２７によつて平衡モード
で励起される伝送路電極２７５および２７６によ
つて形成される平衡モード伝送路と等価になる。
いうまでもなくその電気長は第９図ａにおいて示
したもとの電気長ｌと同じである。さらに、この
平衡モード伝送路は第９図ｄに示すように、伝送
路の分布インダクタ成分および伝送路の屈曲形状
により発生する集中インダクタ成分それぞれによ
る総合的な分布インダクタ２７７および２７８と
分分布キヤパシタ２７３よりなる分布定数回路と
等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第１０図ａに示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１０
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはま
たキヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_S，伝
送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、そその電気長がｌであ
り、かつ先端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで、 θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦０ ……(12) となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作態様について図に表わしたものが第１１図で
ある。第１１図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１１図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
4λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能である。すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
９図ｅにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９と
して等価的に置換することができる。そして、伝
送路に存在する分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成分
それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。そして、仮想的な平衡信号
源２７４およびそれぞれの伝送路におけるアース
を、もとの第９図ａにおいて示した状態と等価的
と同じになるように置換すれば、第９図ｆに示す
ようになる。この第９図ｆにおいてアース端子を
共通化して表わすと、明らかに最終的には第９図
ｇにおいて示すように、集中定数キヤパシタ２７
９および集中定数インダクタ２８０より成る並列
共振回路と等価になり、同調器を実現することが
できる。

以上において説明した動作により、本発明の同
調器を実現するものであるが、本発明の同調器に
おける構成とそれに係る動作原理は従来の同調器
におけるものとは全く異なるものである。そこ
で、本発明による同調器が従来の同調器もしくは
本発明の同調器における伝送路と同様のものを用
いても他の構成にしたものそれぞれと比較して全
く異なるものであることを証明するために、従来
の同調器もしくは他の伝送路構成による同調器に
おける構成および動作を次に説明して対比する。
それによつて本発明による同調器との差異を明確
にすると共に、本発明における同調器の新規性を
明らかにする。

第１２図は、伝送路電極として例え本発明にお
ける同調器に用いるものと同様なもので形成して
も、アース端子が互いに同方向側に設定されてい
る点が異なる場合の動作を示すものである。第１
２図ａにおいて伝送路電極２８１および２８２よ
りなる先端オープンの伝送路が、電圧Ｅを発生す
る信号源２８３によつてドライブされているもの
とする。それによつて伝送路電極２８１の先端に
おけるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起さ
れ、それと対向設置もしくは並設される伝送路電
極２８２の先端におけるオープン端子には定在波
電圧e_Bが誘起されるものとする。ここで、それぞ
れの伝送路電極２８１および２８２のアース端子
は互いに同方向側に設定されているので、それぞ
れの定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従
がつて、伝送路電極２８１および２８２における
それぞれの電圧分布係数は同じＫを有することに
なる。それによつて伝送路電極が対向する任意の
部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(14) となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……(15) となりそれによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝０ ……(16) となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１２図ａに
おける信号源２８３を伝送路端に置換設定したも
のが第１２図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源２８４を設置したことを等価になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有しな
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第１２図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極２８５が存在する場合と同一である
とは明らかである。そして、信号源２８３および
アース端子を第１２図ａに示したようにもとの回
路に等価置換することにより第１２図ｄに示すよ
うになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分お
よび伝送路の屈曲形状により発生する集中インダ
クタ成分それぞれより成る等価的な集中定数イン
ダクタ２８６のみを形成するだけである。以上よ
り明らかなように、インダクタと並列にキヤパシ
タを形成することができないので、目的とする並
列共振回路の同調器は実現することができない。
第１３図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第１３図ａにおいて伝送路電極２８７が充
分に広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発
生する信号源２８９によつてドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが
励起されるものとし、その電圧分布係数をＫとす
る。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分
布係数Ｗを有する定在波電圧e_Bが発生するものと
仮定すると、伝送路電極２８７とアース電極２８
８が対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……(17) で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電e_Bは一様にアース電位（零電位）であ
り e_B＝０……(18) となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……(19) となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクロストリツプラ
インは第１３図ｂに示すように等価損失抵抗２９
０を含む集中定数インダクタ２９１および集中定
数キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回
路を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際
には相当大きな抵抗値を有するものになるため、
共振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず。実際的には実用に適す
るものではない。

第１４図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第２
０図において平衡モード伝送路電極２９３および
２９４は、その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２
９５によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モー
ドでドライブされているものとする。アース端子
は平衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝
送路電極におけるいずれかの端子にアースを設定
するものではない。この場合における伝送路の端
子に発生する等価的な端子リアクタンスＸは、伝
送路の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……(20) となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第８式に
おいて示したものと同じものである。この共振器
では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……(21) としているので θ＝π／２ ……(22) である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２ ……(23) となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についみると、本発明の同調器に
おいては同調周波数のλ／４以下に設定するもの
であり実際的にはλ／16程度の非常に短いものに
設定して構成するものであるが、従来のλ／４共
振器においては厳密に共振周波数のλ／に設定す
るものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設定に
おいて根本的に異なる構成であることも明らかで
ある。また、構成における伝送路の電気長ｌの異
いに起因して、両者において同一の同調周波数も
しくは共振周波数に設計しても、本発明の同調器
においては小型化することができるが、λ／４共
振器においては非常に長い伝送路を設ける必要が
あり大型化する不都合があつた。従のλ／４共振
器を小型化する目的で誘電率の非常に大きな誘電
体を介在させて伝送路の長さを短縮化したものも
みられるが、それに用いる誘電率の高い誘電体は
一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従つて共
振器としてのＱ性能が著しく低下する不都合があ
つた。更に、誘電率に高い誘電体における誘電率
の温度依存性は一般に大きく、従つて共振周波数
の安定性を確保することが困難である不都合もあ
つた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするたに、従来の同調器における性能を
比較した実験結果を示して説明する。第１５図は
同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を表
すグラフである。そして第１６図は共振Ｑの温度
依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第１５図および第１６図において、特性(A)は
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性(B)は第２図において示すような、
従来において最も多く用いられていた同調器にお
ける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて
安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定である
ことが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフエライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およ
びコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
のの変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振
Ｑの安定性を確保することが困難であつた。それ
によつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安
定化補償回路を付加して不安定性を補つていた。

第１７図にこのフイルタを形成する２個の別の
同調周波数を有する単同調回路の動作等価回路を
示して説明する。第１７図ａにおいて４３および
４４はインダクタを形成する折返し形状電極と等
価な伝送回路であり、４５は伝送路電極４３およ
び４４と共に作用して分布キヤパシタ４６および
４７を形成させる折返し形状電極と等価な伝送回
路である。ここで伝送回路４５のアースポイント
はインダクタを形成する伝送回路４３および４４
のアースポイントとは逆方向側に設定され、かつ
伝送回路４３，４４，および４５はそれぞれは同
一の磁界極性を有する磁界を共有するため、伝送
回路４３および４４を流れる電流の極性は同一と
なり、一方伝送回路４５には伝送回路４３および
４４に流れる電流の極性と逆極性の電流が流れる
ことになる。そのため、伝送回路４３と４４は誘
導的に結合するが、伝送回路４４は伝送回路４３
および４５とは誘導的に結合しない。従つて、第
１７図ｂに示すように伝送回路４４は伝送回路４
３および４５に流れる電流の極性とは逆極性の流
が流れるアース回路４８と等価になり、インダク
タの伝送回路４９および５０と対向して分布キヤ
パシタ５１および５２を形成する。これを分布定
数回路で示したのが第１７図ｃであり、分布イン
ダクタ５３および５４と分布キヤパシタ５５およ
び５６によつて形成される。第１７図ｄはこれを
集中定数等価回路で示したものであり、インダク
タ５７とキヤパシタ５８の並列共振回路およびイ
ンダクタ５９とキヤパシタ６０の並列共振回路を
形成することになり、それぞれ別の同調周波数を
有する並列共振回路は相互誘導作用によつて結合
され複同調多段フイルタを構成する。このフイル
タのインダクタが有するインダクタンスは折返し
形状電極の折返し回数もしくは電極等価長さによ
つて任意に設計することができる。一方、分布キ
ヤパシタのキヤパシタンスは対向する折返し形状
電極の対向面積と誘電体基板の厚みおよび誘電率
の選択によつて任意に設計することができる。

次に分布キヤパシタの形成について更に第１８
図と共に説明する。折返し形状電極の伝送回路等
価長さをｌとし、この伝送回路等価長さｌは使用
す誘電体基板の誘電率εによつて定まる波長短縮
率１／√を考慮した動作周波数波長における
λ／４長さよりも短いものに設定する。この動作
周波数波長におけるλ／４長さに対する伝送回路
等価長さｌの割合いを任意に設計することによつ
てキヤパシテイブリアクタンスX_Cの値を任意に
設定することが可能である。このキヤパシテイブ
リアクタンスX_Cと動作周波数f₀によつてキヤパシ
タンスＣ＝１／2πf₀X_Cが得られる。このキヤパ
シタンスＣを有するキヤパシタが第１７図ｄに示
すキヤパシタ５８もしくは６０と等価である。こ
こで伝送回路等価長さｌを所要長さに設定するこ
とにより電極間の対向面積が定まり分布キヤパシ
タンスＣを設定できると共に、伝送回路等価長さ
ｌに依存して分布インダクタンスも同時に設定す
ることができる。

上記それぞれの実施例における多段複同調フイ
ルタの周波数選択特性例を示したのが第１９図で
あり、伝送回路等価長さが比較的長い電極構成さ
れる同調部の選択特性はように比較的低い同調
周波数を有し、反対に伝送回路等価長さを比較的
短い電極で構成される同調部の選択特性はのよ
うに比較的高い同調周波数を有する。それぞれの
同調部が結合されて選択特性とが合成される
ことによつて複同調選択特性を得ることができ
る。

上記それぞれの実施例の構成においては電極層
数を３層とし、誘電体層を２層としたが、電極層
と誘電体層を交互設置することにおいてそれぞれ
の層数設定は任意である。またフイルタ回路ブロ
ツクの入力もしくは出力端子として、外側に設置
される電極の所要インピーダンスを呈する部位に
タツプをを設けることも任意である。なお上記そ
れぞれの実施例における電極としては金属導体、
印刷導体もしくは薄膜導体を使用することがで
き、誘電体基板としてアルミナセラミツク，プラ
スチツク，テフロン登録商標，ガラス，マイカ等
を使用することができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い
誘電体層を介して同一形状の電極が対向設置され
るように構成しているので 簡単な構成で複数のインダクタ部品と複数の
キヤパシタ部品を一体化構成することができる 超薄型でかつ小型の多段複同調フイルタブロ
ツクを実現することができる。

多段複同調フイルタをモジユール化できるの
でその同調周波数は極めて安定であり、特に機
械的振動による同調周波数のずれを皆無にする
ことができる。

それぞれのインダクタとキヤパシタがリード
レスで接続さるのでリードインダクタやストレ
ーキヤパシタの影響が皆無であり、従つてフイ
ルタ回路動作が極めて安定になる。

部品点数を削減することが可能で、製造の合
理化やコストダウンンが実現できる。

電極層と誘電体層が印刷工程や張り合せ工法
で形成できるので、安定した複同調周波数性能
を有するフイルタを大量に低コストで製造する
ことができる。

超薄型で小型ながらシヤープな複同調周波数
選択特性を有するフイルタブロツクが実現でき
る。という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な多段複同調フイルタ回路図、
第２図は従来の多段同調フイルタ構成の斜視図、
第３図ないし第８図は本発明の実施例におけるフ
イルタの構成図であり、それぞれにおいてａは表
面図、ｂは側面図、ｃは裏面図、第８図ａ〜ｇ、
第９図ａ，ｂ、第１０図は本発明のフイルタに用
いる同調器の動作原理を示す説明図、第１１図ａ
〜ｄ、第１２図ａ，ｂ、第１３図は従来の同調器
における動作原理を示す説明図、第１４図、第１
５図は本発明と従来の同調器の温度変化に対する
同調周波数と共振Ｑの特性図、第１６図と第１７
図は本発明の実施例におけるフイルタの動作原理
説明図、第１８図は本発明の実施例におけるフイ
ルタの周波数選択特性例図である。 １９ａ，１９ｂ，２３ａ，２３ｂ，２７ａ，２
７ｂ，３１ａ，３１ｂ，３５ａ，３５ｂ，３９…
…誘電体基板、２０，２１，２２，２４，２５，
２６，２８，２９，３０，３２，３３，３４，３
６，３７，３８，４０，４２，４２……電極。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 同一の厚みと同一の誘電率を有する２個の誘
   電体それぞれを介して３個の電極を対向設置し、
   それぞれの電極のアースと接続する端子が互いに
   対向する電極間において逆方向側となるように設
   定すると共に、上記それぞれの電極が対向するる
   面積もしくは電極の等価長さを所要値に設定する
   ことによつて、複数の異なる周波数同調部を形成
   して任意の複同調周波数選択特性を呈することを
   特徴としたフイルタ。 ２ 電極として少なくとも一個所以上の任意の屈
   曲角もしくは屈曲率および任意の屈曲方向を示す
   屈曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１
   項記載のフイルタ。 ３ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項記載のフイルタ。 ４ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部
   分で対向設置もしくは並設させた特許請求の範囲
   第１項ないし第３項のいずれかに記載のフイル
   タ。