JPH0463569B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチユーナお
よびパーソナル無線の送信機や受信機、その他の
通信機全般に用いることができるチユーナ装置に
関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通
信電波が増加しており、希望する信号を受信する
チユーナ装置の性能においては高い同調精度、安
定性および信頼性の要求が高まつている。一方、
それら受信機、送信機や通信機の製造コストの低
減も大きな課題であり、特に合理化が困難な高周
波部の周波数選択回路について抜本的な技術開発
が必要とされている。

以下図面を参照にしながら従来のチユーナ装置
について説明する。第１図は従来のチユーナ装置
の回路図であり１，２，３は同調コイル、４，
５，６はトリマキヤパシタ、７，８，９は電圧可
変キヤパシタンスダイオードであつてそれぞれに
よつて同調器１０，１１，１２を構成していた。
信号入力端子１３に入力される信号は増巾器１４
で増巾されて混合器１５に供給される。一方局部
発振信号は発振器１６で発振されて同じく混合器
１５に供給され、上記の増巾信号と混合されて出
力端子１７に中間周波信号を出力し、そして電圧
可変キヤパシタンスダイオード７，８，９には交
流信号阻止用の抵抗１８，１９，２０を介して直
流電源２１の電圧をポテンシオメータ２２で可変
分圧される電圧が供給されていた。

更に、第２図は第１図における従来例の同調器
１０，１１，１２の従来部品構成図であり、２３
は同調コイル、２４はトリマキヤパシタ、２５は
電圧可変キヤパシタンスダイオードでありそれぞ
れは回路導体２６および２７で接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては インダクタ部品およびキヤパシタ部品は他の
高周波部品と比較してサイズが大きく、特に高
さ寸法が機器の小型化と薄型化を阻害してい
る。

インダクタ部品は機械的振動によつてそのイ
ンダクタンスがずれ易く、またフエライトコア
の温度依存性が大きいのでインダクタンスが不
安定であり同調周波数の変動が大きい。

インダクタ部品とキヤパシタ部品はそれぞれ
別個部品として存在し、導体の引き回し回路で
接続されているためリードインダクタンスやス
トレーキヤパシタが多く発生して回路動作が不
安定である。

同調器は独立した最小単位機能の個別部品の
集合回路であるため部品点数の削減や製造の合
理化に限界がある。

更に 電圧可変キヤパシタンスダイオードに対する
制御電圧が不安定であり、したがつて同調精度
が著しく劣化する。

制御系の構成技術として産業界の大勢傾向で
あるデイジタル化とLSI化に対応することがで
きず、発進装置およびそれを用いる機器の高度
な多機能制御を実現することができない。

更に同調精度の劣化や同調周波数の変動によ
つてトラツキングエラーが発生し、受信機の場
合は感度を著しく低下させる。また近接妨害信
号のフイルタリング性能を劣化させて相互変調
妨害排除特性、イメージ妨害排除特性およびス
プリアス妨害排除特性を著しく悪化させる。

等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキヤパシタ部
品を一体化構成した同調回路ブロツクを実現する
と共に一体化構成した複数の同調回路ブロツクを
含むチユーナ装置の同調周波数をデイジタル信号
によつて制御可能にすることにあり、それによつ
て同調回路ブロツクの形態を超薄型で小型化し、
更に機械的振動に対しても安定で、同調周波数の
同調精度を向上させ、同調周波数の温度依存性が
小さく、接続リードの悪影響をなくして高周波的
に安定で、また部品点数を削減して製造工程の合
理化を可能にすることである。

発明の構成 本発明のチユーナ装置は誘電体を介して対向設
置されるかもしくは誘電体の表面で並設される電
極それぞれのアース端子を互いに逆方向側となる
ように設定して上記それぞれの電極のうち任意の
片方電極の所要端子間に電圧可変リアクタンス素
子を接続してなる複数の同調部を設置し、そのう
ち少なくとも１個以上の第１の同調部の電圧可変
リアクタンス素子にＤ−Ａコンバータよりなる第
１の制御部のアナログ出力電圧を供給し、また少
なくとも他の１個以上の第２の同調部の電圧可変
リアクタンス素子に可変分周器を含むPLL回路
よりなる第２の制御部の同調制御出力電圧を供給
し、上記Ｄ−Ａコンバータおよび上記可変分周器
それぞれに対する同調制御入力端子を共通化する
ように構成したものであり、これにより対向する
電極において一方の電極が分布インダクタとして
作用し、またこの電極と他方の電極が対向するこ
とによつて先端オープンの分布定数回路を形成
し、それによつて発生する負リアクタンスによる
分布キヤパシタンスを実現し、上記の分布インダ
クタと並列に作用させることを基本とする同調回
路を複数個設置したチユーナ装置を構成し、この
同調回路それぞれに接続する電圧可変リアクタン
ス素子の制御電圧としてＤ−Ａコンバータの出力
電圧ならびにPLL回路の同調制御出力電圧を用
いることによつて同調制御信号であるデイジタル
コードを設定して同調周波数を可変制御するよう
に作用させるものである。更に同調制御デイジタ
ルコードを任意に処理して同調制御デイジタルコ
ードに対するそれぞれの同調器の同調周波数を任
意に微調設定するように作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第３図は本発明の実施例におけるチユーナ装置
の主要部を構成する第１の同調器の回路構成図を
示すものである。２８は分布インダクタとして作
用する伝送路電極であり、２９は伝送路電極２８
に対し誘電体（図示せず）を介して対向設置され
分布キヤパシタを発生させる伝送路電極である。
それぞれの伝送路電極２８と２９のアースは互い
に逆方向側に設定されることによつてインダクタ
とキヤパシタの並列回路３０を形成する。伝送路
電極２９のオープン端子３１には電圧可変キヤパ
シタンスダイオード３２が接続されて同調器３３
を構成する。電圧可変キヤパシタンスダイオード
３２には交流信号阻止用の抵抗３４を介してＤ−
Ａコンバータ３５のアナログ出力電圧が供給され
る。Ｄ−Ａコンバータ３５の入力端子３６には同
調制御用のデイジタル信号コードが入力される。

第４図は本発明の実施例におけるチユーナ装置
の主要部を構成する第２の同調器を含む発振回路
部の回路構成図を示すものである。３７は分布イ
ンダクタとして作用する伝送路電極であり、３８
は伝送路電極３７に対し誘電体（図示せず）を介
して対向設置され分布キヤパシタを発生させる伝
送路電極である。それぞれの伝送路電極３７と３
８のアースは互いに逆方向側に設定されることに
よつてインダクタとキヤパシタの並列回路３９を
形成する。伝送路電極３８のオープン端子４０に
は電圧可変キヤパシタンスダイオード４１が接続
されて同調器４２を構成する。電圧可変キヤパシ
タンスダイオード４１には交流信号阻止用の抵抗
４３を介してPLL回路４４のローパスフイルタ
４５の出力電圧が供給される。一方、同調器４２
におけるインダクタとキヤパシタの並列回路３９
の伝送路電極３９のオープン端子４０は帰還増巾
器４６に接続されて発振回路を形成し、帰還増巾
器４６の発振信号出力一部はPLL回路４４の固
定分周器４７に供給されて分周され、その分周出
力は更に可変分周器４８に供給されてデイジタル
同調制御信号の入力端子４９に入力されるデイジ
タルコードに従つて可変分周される。その分周出
力は水晶発振器５０の発振出力と位相比較器５１
で位相比較され、その位相比較検出信号はローパ
スフイルタ４５に供給される。

第５図は本発明の実施例におけるチユーナ装置
の構成回路ブロツク図を示すものである。５２，
５３は前記第３図において説明した同調器３３と
同じ同調器であり、更に抵抗５４，５５およびＤ
−Ａコンバータ５６，５７の構成もそれぞれ前記
第３図で説明した接続構成と同じである。一方５
８は前記第４図において説明した同調器４２と同
じものであり、更にPLL回路５９および帰還増
巾器６０の構成もそれぞれ前記第４図で説明した
接続構と同じである。入力端子６１に入力される
信号は増巾器６２で増巾されて混合器６３に供給
され、一方局部発振信号は同調器５８、PLL回
路５９および帰還増巾器６０よりなる発振部で発
振されて同じく混合器６３に供給され、上記の増
巾信号と混合されて出力端子６４に中間周波信号
を出力する。そしてそれぞれの同調器５２，５
３，５８の同調周波数はそれぞれのＤ−Ａコンバ
ータ５６，５７およびPLL回路５９の同調制御
の共通入力端子６５に入力される同調制御デイジ
タル信号コードの設定によつて可変制御される。

第６図は本発明の他の実施例におけるチユーナ
装置の構成回路ブロツク図を示すものである。同
調器５２，５３，５８の構成とＤ−Ａコンバータ
５６，５７とPLL回路５９と帰還増巾器６０と
増巾器６２と混合器６３と抵抗５４，５５の接続
構成は前記第５図において説明したものと同じで
ある。一方Ｄ−Ａコンバータ５６，５７および
PLL回路５９にはラツチもしはRAMもしは
ROMよりなるデイジタル信号処理器６５，６
６，６７が前置されてその出力が供給される。こ
のデイジタル信号処理器６５，６６，６７は共通
入力端子６８に入力される同調制御用のデイジタ
ル信号コードを記憶したり別のコードのデイジタ
ル信号に変換するように作用する。デイジタル信
号処理器６５，６６，６７を設置することによつ
てそれぞれの同調器５２，５３，５８の同調周波
数を所要値に設定調整することが可能となり、ト
ラツキング調整を全同調周波数帯域に渡つて完全
なものにすることができる。

第７図は本発明の他の実施例におけるチユーナ
装置の構成回路ブロツク図を示すものである。同
調器５２，５３，５８の構成は前記第６図におい
て説明したものと同じであり、それらとＤ−Ａコ
ンバータ５６，５７と増巾器６２、混合器６３、
PLL回路５９、帰還増巾器６０，抵抗５４，５
５およびデイジタル信号処理器６５，６６，６７
の接続構成も前記第６図において説明したものと
同じである。一方デイジタル信号処理器６５，６
６，６７にはシリアル形式デイジタル信号コード
をパラレル形式デイジタル信号コードに変換する
コード変換器６８，６９，７０が前置されてその
出力が供給される。このコード変換器６８，６
９，７０を設置することによつて共通入力端子７
１に入力される同調制御用のデイジタル信号は単
線のラインを経由して伝送が可能となり、配線が
シンプルとなり省線化効果がある。

第８図ないし第１５図は前記第３図、第４図で
説明した同調器３３および同調器４２内のインダ
クタとキヤパシタの並列回路３０および３９の実
施例を示すものである。第８図においてａは表面
図、ｂは側面図、ｃは裏面図を示す。（以下第９
図ないし第１５図において同様）第８図において
１００は誘電体基板であり、１０１と１０２は分
布定数回路を形成して分布インダクタと分布キヤ
パシタを実現する電極である。電極１０１と１０
２のアース端子の設定は第８図に示すように対向
する電極相互において任意の逆方向側となるよう
にする（以下第９図ないし第１５図において同
様）第８図ａに示すＡ側、Ｂと第８図ｃに示すＡ
側、Ｂがそれぞれ対応する。（以下第９図ないし
第１５図において同様） 第９図においては誘電体基板１０３を介して１
個所の屈曲部を有する電極１０４と１０５がそれ
ぞれ対向設置されている。

第１０図においては誘電体基板１０６を介して
複数個所の屈曲部を有する電極１０７と１０８が
それぞれ対向設置されている。

第１１図においては誘電体基板１０９を介して
メアンダ形状の電極１１０と１１１がそれぞれ対
向設置されている。

第１２図においては誘電体基板１１２を介して
スパイラル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ
対向設置されている。

第１３図においては誘電体基板１１５の表面に
電極１１６と１１７がそれぞれ側方対向して設置
されている。

第１４図においては誘電体基板１１８の内部に
電極１１９と１２０がそれぞれ対向設置されてい
る。

第１５図においては誘電体基板１２１の内部に
電極１２２が設置され、誘電体基板１２１の表面
に電極１２３が設置されそれぞれの電極１２２と
１２３が対向している。

以上第８図ないし第１５図の実施例において対
向設置させる電極それぞれは同一形状の全面完全
対向としたが、任意の片方電極が他方電極と比較
して等価長さが異なつていても、また相方電極が
部分的に対向するようにしても実現できる。また
第１３図ないし第１５図における実施例に用いる
電極それぞれの形状は第９図ないし第１２図に示
す実施例で示したものを用いても実現することが
できる。

以上それぞれの実施例において第８図に示すの
は簡単な電極パターンで構成することができ、第
９図ないし第１２図に示すものは小さい同調器の
占有面積で比較的大きく分布インダクタンスと分
布キヤパシタンスを形成することができ従つて比
較的低い同調周波数の同調器を構成することがで
き、第１３図に示すものは誘電体の片面のみで電
極を形成するので簡単に構成することができ、第
１４図および第１５図に示すものは多層基板に対
応でき、電極が内蔵されるため外部の要因によつ
て同調器の性能が影響を受けることが少なく安定
なものを構成することができる等の特徴を有して
いる。

次に本発明のチユーナ装置に用いる同調器の動
作原理について説明する。

第１６図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１６図ａに
おいて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆
方向側に設定したそれれぞれの伝送路電極２７
０，２７１によつて形成される伝送路に対して、
電圧ｅを発生する信号源２７２が伝送路電極２７
０に接続されて信号を供給するものとする。そし
て、それによつて伝送路電極２７０の先端におけ
るオープン端子には進行波電圧e_Aが励起されるも
のとする。一方、伝送路電極２７１は上記の伝送
路電極２７０に接近して対向設置もしくは並設さ
れているので、相互誘導作用によつて電圧が誘起
される。その伝送路電極２７１の先端におけるオ
ープン端子に誘起される進行波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極２７０および２７１において
はそれぞれのアース端子が逆方向側に設定されて
いるので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進
行波電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それ
ぞれの進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオ
ープン状態であるので、伝送路電極２７０および
２７１より成る伝送路において電圧定在波を形成
することになる。ここで伝送路電極２７０におけ
る電圧定圧波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極２７１におけ
る電圧分布係数は（１−Ｋ）で表わすことができ
る。

そこで次に、伝送路電極２７０および２７１に
おいて任意の対向する部分において発生する電位
差Ｖを求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極２７０および２７１が同じ電気長ｌである
とすると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極２７０と２７１がそ
れぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発
生させることができる。

ここで伝送路電極２７０および２７１はその電
極幅Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いもの
とする）、さらに誘電率ε_sを有する誘電体を介し
て間隔ｄ対向されているものとする。この場合に
おいて伝送路の単位長当りに形成するキヤパシタ
ンスC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_pε_sＷ・Ｖ／ｄ＝ε_pε_sＷ・e_A／ｄ ……(5) であり、故に C_O＝ε_pε_sＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第１６図ａに示す伝送路は、第１６図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るC_Oの分布キヤパシタ２７３を含んだ伝送路と
なる。さらに、この伝送路は第１６図ｃに示すよ
うに、伝送路の分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形状により発生する集中インダクタ成分そ
れぞれによる総合的な分布インダクタ２７７およ
び２７８と分布キヤパシタ２７３よりなる分布定
数回路と等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ２７３の形成におけ
る伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。
第１７図ａに示すような平衡モード伝送路におけ
る単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１６
図ｂに示す等価回路で表わすことができる。その
特性インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここ伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはま
たキヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_s、伝
送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がｌであ
り、かつ先端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に θ＝Ｏ〜π／２ θ＝π〜３／４π ……（11） の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ ……（12） となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以下第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作様態について図に表わしたものが第１８図で
ある。第１７図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１８図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
4λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１６図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ２７９
として等価的に置換することができる。そして、
伝送路に存在する分布インダクタ成分および伝送
路の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成
分それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ２８０として等価的に置
換することができる。この第１６図ｄにおいてア
ース端子を共通化して表わすと、明らかに最終的
には第１６図ｅにおいて示すように、集中定数キ
ヤパシタ２７９および集中定数インダクタ２８０
より成る並列共振回路と等価になり、同調器を実
現することができる。

以上において説明した構成と動作により、本発
明の同調器を実現するものであるが、本発明の同
調器における構成とそれに係る動作原理は従来の
同調器におけるものとは全く異なるものである。
そこで、本発明による同調器が従来の同調器もし
くは本発明の同調器における伝送路と同様のもの
を用いても他の構成にしたものそれぞれと比較し
て全く異なるものであることを証明するために、
従来の同調器もしくは他の伝送路構成による同調
器における構成および動作を次に説明して対比す
る。それによつて本発明による同調器との差異を
明確にすると共に、本発明における同調器の新規
性を明らかにする。

第１９図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ていも、アース端子が互いに同方向側に設定され
ている点が異なる場合の動作を示すものである。
第１９図ａにおいて伝送路電極２８１および２８
２よりなる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発
生する信号源２８３によつてドライブされている
ものとする。それによつて伝送路電極２８１の先
端におけるオープン端子には定在波電圧e_Aが励起
され、それと対向設置もしくは並設される伝送路
電極２８２の先端におけるオープン端子には定在
波電圧e_Bが誘起されるものとする。ここで、それ
ぞれの伝送路電極２８１および２８２のアース端
子は互いに同方向側に設定されているので、それ
ぞれの定在波電圧e_Aとe_Bは互いに同位相となる。
従がつて、伝送路電極２８１および２８２におけ
るそれぞれの電圧分布係数は同じＫを有すること
になる。それによつて伝送路電極が対向する任意
の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……（14） となる。ここで、それぞれの伝送路電極２８１お
よび２８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……（15） となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_A＝Ｏ ……（16） となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１９図ａに
おける信号源２８３を伝送路端に置換設定したも
のが第１９図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源２８４を設置したことと等価になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有しな
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第１９図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極２８５が存在する場合と同一である
ことは明らかである。そして、信号源２８３およ
びアース端子を第６図ａに示したようにもとの回
路に等価置換することにより第１９図ｄに示すよ
うになる。つまり伝送路の分布インダクタ成分お
よび伝送路の屈曲形状により発生する集中インダ
クタ成分それぞれより成る等価的な集中定数イン
ダクタ２８６のみを形成するだけである。以上よ
り明らかなように、インダクタと並列にキヤパシ
タを形成することができないので、目的とする並
列共振回路の同調器は実現することができない。

第２０図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第２０図ａにおいて伝送路電極２８７が充
分に広いアース電極２８８と対向し、電圧ｅを発
生する信号源２８９によつてドライブされ、伝送
路の先端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが
励起されるものとし、その電圧分布係数Ｋとす
る。一方、アース電極２８８には仮想的に電圧分
布係数Ｋを有する定在波電圧e_Bが発生するものと
仮定すると、伝送路電極２８７とアース電極２８
８が対向する任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……（17） で表わされる。しかし、アース電極２８８におけ
る定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）で
あり e_B＝Ｏ ……（18） となる。従つてアース電極２８８には電圧分布係
数も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……（19） となる。これによつて、伝送路電極２８７とアー
ス電極２８８の間に分布キヤパシタを形成するこ
とは可能である。しかしながら、伝送路電極２８
７はアース電極２８８と近接して対向しているた
め、相互誘導作用によつて伝送路電極２８７にお
ける両先端がほとんどシヨート状態になつたもの
と等価になる。そのため伝送路電極２８７におけ
るインダクタ成分のＱ性能を著しく劣化させるこ
とになる。すなわち、このマイクロストリツプラ
インは第７図ｂに示すように等価損失抵抗２９０
を含む集中定数インダクタ２９１および集中定数
キヤパシタ２９２それぞれより成る並列共振回路
を形成する。ここで等価損失抵抗２９０は実際に
は相当大きな抵抗値を有するものになるため、共
振回路における損失が非常に大きくなる。従つ
て、同調器としては明らかにＱ性能が非常に低下
したものしか実現できず、実際的には実用に適す
るものではない。

第２０図は従来例において最も多く使用されて
いるλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路
における先端条件および伝送路の長さの設定と、
更にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明
の同調器と全く異なることを示すものである。第
２０図において平衡モード伝送路電極２９３およ
び２９４は、その電気長ｌが共振周波数における
λ／４に等しく設定され、かつ先端がシヨートさ
れている。そして電圧ｅを発生する平衡信号源２
９５によつて、それぞれの伝送路電極が平衡モー
ドでドライブされているものとする。アース端子
は平衡信号源２９５の中性点に設定され、特に伝
送路電極におけるいずれかの端子にアースを設定
するものではない。この場合における伝送路の端
子に発生する等価的な端子リアククタンスＸは、
伝送路の特性インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……（20） となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第８式に
おいて示したものと同じものであり、またθにつ
いても第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｜＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……(23) となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器におていはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の異いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第２２図
は同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を
表すグラフである。そして第２３図は共振Ｑの温
度依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第２２図および第２３図において、特性Ａは
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性Ｂは第２図において示すような、
従来において最も多く用いられていた同調器にお
ける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調器周波数は極め
て安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定であ
ることが明らかである。一方、従来の同調器にお
いては、インダクタを構成するフエライト材のコ
アにおける透磁率μとＱの根本的な不安定性、お
よびコイル部分の膨張と収縮によるインダクタン
スの変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振
Ｑの安定性を確保することが困難であつた。それ
によつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安
定化補償回路を付加して不安定性を補つていた。

以上のように構成された本実施例のチユーナ装置
に用いる同調器について以下その動作を説明す
る。第２４図に同調器の動作等価回路を示す。第
２４図ａにおいて誘電体（図示せず）を介して対
向設置される電極１２４と１２５のアースは互い
に逆方向側に設定されると共に電極１２４のオー
プン端子１２６には電圧可変キヤパシタンス素子
１２７が接続されるようにして基本回路を形成す
る。今ここでオープン端子１２６に交流信号を印
加すると電極１２４と電極１２５のアース端子が
互いに逆方向に設定されているためそれぞれの電
極１２４と１２５にドライブされる交流電流は互
いに逆位相となり、これによつて電極１２４と１
２５の間には分布キヤパシタンスを発生させるこ
とができる。この様子を示したのが第２４図ｂで
あり分布キヤパシタ１２８が形成されると共に第
２２図ａに示す電極１２５のインダクテイブ成分
が打消されてアース面１２９と等価になる。電極
１２４には分布インダクタンスが存在して第２４
図ｃに示すように分布インダクタ１３０を形成す
ると共に分布キヤパシタ１２８とにより分布定数
回路を構成する。これを集中定数回路に等価変換
するとインダクタ１３１とキヤパシタ１３２およ
び電圧可変キヤパシタンス素子１２７それぞれの
並列共振回路を構成するようになる。そして電圧
可変キヤパシタンス素子１２７の制御端子１３３
に印加する同調制御電圧を変化させることによつ
てこの同調器の同調周波数を可変制御することが
できる。

第３図および第４図に示すように構成された同
調器を含む本発明の実施例におけるチユーナ装置
の動作について第７図に示すものを代表して以下
に説明する。入力端子７１に供給されるシリアル
形式デイジタル信号コードによる同調制御信号は
コード変換器６８，６９，７０によつてパラレル
形式デイジタル信号コードに変換されてデイジタ
ル信号処理器６５，６６，６７に入力される。こ
のデイジタル信号処理器６５，６６，６７として
ラツチを用いた場合はそれに入力されるデイジタ
ル信号コードはそのままで一時記憶され、RAM
もしくはROMを用いた場合はあらかじめ書込ま
れた記憶内容に従つてデイジタル信号コードは任
意に変換される。そのいずれかによつて処理され
たデイジタル信号コードはＤ−Ａコンバータ５
６，５７に供給されてそのデイジタル信号コード
に応じたアナログ出力電圧を得ると共にそのアナ
ログ出力電圧は第３図における電圧可変キヤパシ
タンス素子３２に供給され、一方そのデイジタル
信号はPLL回路５９に含まれる可変分周器（第
４図に示す可変分周器４８）にも供給されてその
デイジタル信号コードに応じたアナログ出力電圧
をローパスフイルタ（第４図に示すローパスフイ
ルタ４５）から得ると共にそのアナログ出力電圧
は第４図における可変キヤパシタンス素子４１に
供給される。このようにして入力端子７１に入力
するシリアル形式デイジタル信号コードを変化さ
せることにより、それに対応させてそれぞれの同
調器５２，５３，５８の同調周波数を可変設定す
ることができる。その他第５図の実施例における
チユーナ装置はＤ−Ａコンバータ５６，５７と
PLL回路５９の共通入力端子６５にパラレル形
式デイジタル信号コードを直接供給するものであ
り、また第６図の実施例におけるチユーナ装置は
デイジタル信号処理器６５，６６，６７の共通入
力端子６８にパラレル形式デイジタル信号を直接
供給するものである。第５図ないし第７図に示す
実施例のチユーナ装置はいずれもデイジタル信号
コードによつてそれぞれの同調器５２，５３，５
８の同調周波数を可変設定するように動作するも
のである。ここで第５図ないし第７図の実施例の
チユーナ装置における同調器の電極１４（第３
図）および電極３７（第４図）の所要部分をカツ
ト（図示せず）することによつてインダクタとキ
ヤパシタの並列回路３０（第３図）および並列回
路３９（第４図）に発生する分布キヤパシタのキ
ヤパシタンスを可変設定することが可能であり同
調周波数帯を任意に設定することができる。

このように同調制御用デイジタル信号として設
定され得る種々のコードにおいて、全てのデイジ
タル信号コードに対してそれぞれの同調器の同調
周波数の設定精度を向上させることができると共
にそれぞれの同調器間における同調周波数の関連
性を高精度に確保することができる。

上記それぞれの実施例におけるチユーナ装置の同
調器の構成においては電圧可変キヤパシタンス素
子を電極の光端オープン端子に接続したが、電極
の任意の部位端子に接続しても所要目的は達成す
ることができる。なお上記それぞれの実施例にお
ける同調器の電極としては金属導体、印刷導体、
もしくは薄膜導体を使用することができ、また誘
電体基板としてはアルミナセラミツク、プラスチ
ツク、テフロン、ガラス、マイカ等を使用するこ
とができる。

またデイジタル信号処理器とコード変換器はそ
れぞれの同調器における任意の個数のものに対し
て共通化して（図示せず）設置しても所要の目的
を達成することが可能で、回路構成を合理化する
ことができる。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は薄い
誘電体層を介して対向するかもしくは誘電体の表
面で並設する電極で同調部を形成し、付加する電
圧可変リアクタンス素子の同調制御電圧をデイジ
タル信号コードによつて可変すると共にデイジタ
ル信号処理器とコード変換器によつてそのデイジ
タル信号コードを任意に変換処理するように構成
しているので 簡単な構成で同調器のインダクタ部品とキヤ
パシタ部品を一体化構成することができる。

超薄型で小型の同調器実現することができ
る。

同調器のインダクタとイダクタとキヤパシタ
がリードレスで接続されるのでリードインダク
タやストレーキヤパシタの影響がなく、従つて
チユーナ装置の動作が極めて安定になり同調精
度が向上する。

同調器の部品点数を削減することが可能であ
り、製造の合理化やコストダウンが実現でき
る。

デイジタル信号コードによる同調制御方式と
安定なＤ−Ａコンバータの変換機能と確実な
PLL回路の周波数ロツク機能によつて非常に
安定な同調制御電圧を得ることが可能であり、
チユーナ装置の同調精度を著しく向上させるこ
とができる。

コンピユータ応用の多機能デイジタル制御系
に接続することが可能であり、チユーナ装置の
高度な多機能制御化を実現することができる。

デイジタル信号処理器によるデイジタル信号
コードの任意変換や同調器の電極カツトによつ
て同調器の設定調整を極めて微調できるので、
チユーナ装置のトラツキングエラーを皆無にす
ることが可能となる。

それによつてチユーナ装置の調整不備による
感度低下を皆無にすることができる。またフイ
ルタリング性能の安定な再現が可能となり、近
接妨害信号による相互変調妨害、イメージ妨害
およびスプリアス妨害などの抑圧性能を長期に
渡つて安定に確保することができる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のチユーナ装置の回路図、第２図
は従来のチユーナ装置に用いる同調器の構成斜視
図、第３図および第４図は本発明の実施例におけ
るチユーナ装置に用いる同調器主要部の構成回路
図、第５図ないし第７図は本発明の実施例におけ
るチユーナ装置の構成回路図、第８図ないし第１
５図は本発明のチユーナ装置に用いる同調器の構
成図でありそれぞれにおいてａは表面図、ｂは側
面図、ｃは裏面図、第１６図ａ〜ｅ、第１７図
ａ，ｂ、第１８図は本発明のチユーナ装置に用い
る同調器の動作原理を示す説明図、第１９図ａ〜
ｄ、第２０図ａ，ｂ、第２１図は従来の同調器に
おける動作原理を示す説明図、第２２図、第２３
図は本発明と従来の同調器の温度変化に対する同
調周波数と共振Ｑの特性図、第２４図は本発明の
実施例におけるチユー装置に用いる同調器の動作
原理説明図である。 ２８，２９，３７，３８，１０１，１０４，１
０５，１０７，１０８，１１０，１１１，１１
３，１１４，１１６，１１７，１１９，１２０，
１２２，１２３，１２４，１２５……電極、３
２，４１，１２７……電圧可変キヤパシタンス素
子、３３，４２，３７，５２，５３，５８……同
調器、３５，５６，５７……Ｄ−Ａコンバータ、
６５，６６，６７……デイジタル信号処理器、６
８，６９，７０……コード変換器、６２……増巾
器、６３……混合器、５９……PLL回路、６０
……帰還増巾器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘電体を介して対向設置されるかもしくは誘
   電体の表面で並設される電極それぞれのアースに
   接続される端子が互いに対向しない相異対向の位
   置関係となるように設定し、かつ上記それぞれの
   電極における片方電極の所定の端子に電圧可変リ
   アクタンス素子を接続してなる可変同調部含む可
   変周波数発振部を設置し、更に、可変分周器、位
   相比較器、基準発振器、低域フイルタを含む
   PLL回路よりなる制御部を設置し、上記可変周
   波数発振部の発振出力を上記可変分周器に入力す
   ると共に、上記電圧可変リアクタンス素子に上記
   低域フイルタの同調制御出力電圧を供給すること
   を特徴とするチユーナ装置。 ２ 電極として少なくとも一個所以上の所定の屈
   曲角もしは屈曲率および所定の屈曲方向を示す屈
   曲部を有するものを用いた特許請求の範囲第１項
   記載のチユーナ装置。 ３ 電極としてスパイラル形状を有するものを用
   いた特許請求の範囲第１項記載のチユーナ装置。 ４ 一方の電極における長さを他方の電極におけ
   る長さよりも短かく設定し、かつ所定の部分で対
   向設置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項
   ないし第３項のいずれかに記載のチユーナ装置。 ５ 誘電体の内部においてそれぞれの電極もしく
   は任意の片側の電極における部分もしくは全部を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第４項のい
   ずれかに記載のチユーナ装置。 ６ 円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における
   内周部もしくは外周部においてそれぞれの電極を
   設置した特許請求の範囲第１項ないし第５項のい
   ずれかに記載のチユーナ装置。