JPH0465616B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は電子装置の出力回路部、とくに外部装
置とのインタフエース部、に生じうる過電流に対
して該出力回路部あるいはその外部装置を保護す
るための過電流保護回路に関する。

〔従来技術とその問題点〕

前述のような電子装置類の外部装置との相互接
続部には公知のようにインターフエースが置かれ
ており、このインタフエースとしてはしばしば外
部装置を直接操作しうる程度の電力を取り扱いう
る出力回路が設けられる。たとえば、電子装置と
してのプログラムコントローラやシーケンサはそ
れ自体のないしは付属の出力回路部を備え、これ
によつて外部装置内のリレーや電磁弁を操作する
必要がある。あるいは、センサ類中に組み込まれ
た電子回路には外部の電磁弁や警報器等を直接駆
動できる出力回路部が必要となることが多い。こ
のような出力回路部には、電子回路内の微弱な信
号に基づいて外部装置内の前記のような操作ない
しは制御できるよう、各操作ないしは制御チヤネ
ルごとに出力トランジスタが設けられる。

しかし、かかる出力回路部によつて操作ないし
は制御される対象においては、種々の原因でトラ
ブルが発生することがあり、また対象に至るまで
の配線類に短絡等の故障が生じることも多い。か
かる、短絡事故のような場合には、当然出力回路
内の出力トランジスタに過大な負荷が掛かりその
焼損のおそれがあり、また短絡に至らないまでも
トラブルのために長時間過電流が流れる場合にお
いても出力トランジスタが損傷するおそれがあ
り、また同時に操作ないしは制御対象内において
も損傷が引きおこされることがある。

このため、従来からインタフエースとしての出
力回路部には、出力回路に発生した過電流から出
力回路内の出力トランジスタを保護する機能が組
み込まれることが多く、第１図にそのための代表
的な保護回路の例を挙げる。図において電子装置
の内部回路は簡略的に符号１で示されており、そ
の右方の一転鎖線より右側に１チヤネル分の出力
回路２が示されている。この出力回路２の主体は
出力トランジスタ３であり、内部回路１内の出力
回路ドライブ用の駆動トランジスタ等からのオン
オフのあるいはアナログ制御用の指令Ｓをそのベ
ースに受け、図示しないＢ電源を介して外部装置
内にある操作ないしは制御対象への出力信号とし
ての負荷電流ILを発生する。対象内に事故が発
生したときこの負荷電流ILが過大となり、該負
荷電流は当然出力トランジスタ３のコレクタ電流
であるから、出力トランジスタ３は過大なコレク
タ電流のため損傷のおそれがある。この保護のた
め、出力トランジスタ３のエミツタ側に電流検出
抵抗器４が接続されており、該抵抗器４中に流れ
る電圧降下がその左方に示された保護用トランジ
スタ５のベース・エミツタ間に与えられる。した
がつて、故障による過電流が電流抵抗４に流れた
とき、トランジスタ５のベース電位が上がり該ト
ランジスタ５がオンして、出力トランジスタ３の
ベース電位を接地電位に近づけることによつて下
げ、負荷電流ILを許容電流値以下に制限させる。

このような従来技術によつても、比較的簡単な
回路構成で過電流保護をすることができるが、前
述の説明からわかるように出力トランジスタ３に
は故障が回復するまで持続電流が流れ続けること
になる。すなわち、いまトランジスタ５をオンさ
せるベース・エミツタ間電圧をVbe、電流検出抵
抗器４の抵抗値をRs、過電流保護が行なわれて
いるときの負荷電流ILの制限電流をILmとする
と、 ILm＝Vbe／Rs の値の制限電流が持続的に流れることになる。こ
の制限電流の値は出力トランジスタ３ないしはそ
の負荷によつて決まるのであるが、とくにトラン
ジスタ３については持続電流の場合は比較的低く
選ぶ必要がある。一方上式のVbeの値はトランジ
スタ５によつて決まり、一定限度以下に下げるこ
とはできないから、制限電流ILmの値を下げるた
めには電流検出用の抵抗値Rsの値を大きくする
必要がある。しかし、この抵抗値は故障時はもち
ろん正常時にも常に負荷電流ILに対して挿入さ
れることになるので、この面からはできるだけ低
く押える必要がある。このように従来の技術で
は、出力回路中の無用な電力消費を避けるという
要請と、過電流保護を充分にするという要請との
間にジレンマがあり、このため多少の電力消費に
は目をつぶつて保護を完全にする方を選ばざるを
得ないのが現状であつた。また、このような従来
技術では正規の状態での電力消費はともかく、故
障時に全く役に立たない電流を出力トランジスタ
や負荷に流すことは保護の本来の目的から見ても
望ましくない。

〔発明の目的〕

本発明は、従来技術のもつ前述のような問題点
を解消し、電力消費が極小で保護機能がより完全
な冒頭記載の用途向けの過電流保護回路を得るこ
とを目的とする。

〔発明の要点〕

本発明によれば、指令に基づいて所定の負荷電
流を発生する出力回路の出力トランジスタのベー
スにコレクタが接続されて出力トランジスタの電
流を制御し抑制する電流抑制トランジスタと、出
力トランジスタのエミツタと接地間に接続される
電流検出抵抗と、エミツタと電流検出抵抗との接
続部にベースが接続され電流検出抵抗端電圧がベ
ース・エミツタ間電圧を越えると応動する過電流
検出トランジスタと、過電流検出トランジスタの
コレクタとエミツタ間に並列に接続されるコンデ
ンサと、コンデンサと過電流検出トランジスタの
コレクタとの接続部に接続されてコンデンサを充
電する定電流源と、非反転入力部に基準電圧が接
続され反転入力に過電流検出トランジスタのコレ
クタが接続される電圧比較器と、電圧比較器の出
力が電流抑制トランジスタのベースに接続される
構成の過電流保護回路によつて達成される。本発
明回路では以上の構成により、出力回路中に過電
流が発生したとき負荷電流は直ちに一たん遮断さ
れあるいは従来の制限電流と比べて極めて小さな
抑制電流値にまで抑制される。この抑制ないしは
遮断状態は時限回路から時限終了信号が発しられ
るまで継続され、時限終了信号の発生時点では抑
制状態が解除されて出力回路は抑制動作前の状態
に戻される。このときまだ出力回路が過電流状態
から回復している場合には、これにより出力回路
は正規の状態に入るが、過電流状態がまだ続いて
いる場合には、前述の電流抑制動作とその解除動
作が出路回路状態が正規状態に回復するか故障原
因が人為的に取り除かれるまで繰り返えされる。
この際、電流抑制動作が解除された時点では過電
流が出力回路中に流れるが、解除後再び電流抑制
動作に入るまでの時間は極めて短くできるので、
かかる短時間の過電流が出力トランジスタや負荷
に与える影響と出力回路中の電力損失とを従来の
保護回路におけるよりも極めて小さくすることが
できる。なお、本発明回路の場合、電流抑制動作
中にたまたま出力回路中の故障が回復しても、時
限回路から時限終了信号が発しられるまで電流抑
制動作が継続されることになるが、時限の値を適
切に選べば大がいの用途に対しては支障はない。

〔発明の実施例〕

以下、図を参照しながら本発明の実施例を詳し
く説明する。第２図は本発明の実施例回路図であ
つて、前の第１図との共通部分には同一の符号が
付されている。また、第３図はこの実施例回路内
の主な信号の波形図である。

第２図において、トランジスタ１１は電流検出
抵抗４が発する電流値信号Vsをベースに入力す
る過電流検出用トランジスタであつて、電流検出
抵抗４中の負荷電流ILが過電流となつて電流値
信号Vsの値がそのベース・エミツタ間電圧Vbe
を越すと、直ちに導通してコンデンサ１２を短絡
することにより、該コンデン１２と定電流源１３
とからなる時限回路を始動させる。一方、その右
方に示されたコンパレータ１４は、このコンデン
サ１２のコンデンサ電圧はその反転入力に受け、
一方その非反転入力には基準電圧Vrが与えられ
ている。該基準電圧Vrはトランジスタ１１の導
通前のコンデンサ電圧Vcよりも小に選ばれてい
るので、該導通前にはコンパレータ１４の出力は
「０」であり、従つて該出力をベースに受けるそ
の右方に示された電流抑制用トランジスタ１５は
オフ状態にあるが、前述のようにトランジスタ１
１が過電流値信号により導通すると、反転入力へ
のコンデンサ電圧がゼロになるのでコンパレータ
１４の出力は反転して「１」となり、電流抑制用
トランジスタ１５をオンさせてそれまで内部回路
１から出力トランジスタ３に与えられていた指令
Ｓをアースに導くので、出力トランジスタ３がオ
フされて負荷電流ILが遮断される。この回路動
作の模様は第３図に示されている。

第３図の左方に示された正常期間Tnのあいだ
には、同図ａに示されるように電流値信号Vsの
値は過電流検出トランジスタ１１の一点鎖線で示
されたベース・エミツタ間電圧Vbeよりも低い
が、出力回路中に故障が発生した故障期間Taに
入ると該トランジスタ１１が直ちに導通してコン
デンサ１２を短絡するので、同図ｂに示されるよ
うにそのコンデンサ電圧Vcはゼロとなり、同図
ｃに示されたコンパレータ１４の出力信号として
の電流抑制信号Slは「１」となる。出力トランジ
スタ３はこの電流抑制信号Slを受けて、少時の遅
れ時間△Toffの後に負荷電流ILを遮断するので、
この遮断時に電流値信号Vsがゼロとなり同時に
トランジスタ１１がオフして時限回路のコンデン
サ１１の充電が開始される。その後、コンデンサ
電圧Vcはコンデンサ１２の容量と定電流源１３
からの充電電流値によつてきまる傾斜で第２図ｂ
に示すように直線的に立ち上がり、基準電圧Vr
と交叉する時点でコンパレータ１４の出力が
「０」に反転する。この電流抑制信号Slの消失に
より電流抑制トランジスタがオフし、少時の遅れ
時間△Tonの後に出力トランジスタ３がオンして
出力回路に電流ILが再び流れて、もし故障がそ
の時点までに回復していなければ過電流が再び出
力回路に流れるので、回路は前述の電流抑制動作
とその解除とを故障が回復するまであるいは故障
に気がついて人為的に出力回復がオフされるまで
繰り返えす。

このように第２図に示された実施例回路は故障
期間Ta中に電流抑制とその解除動作とを第３図
ｃに示された周期Ｔで繰り返すが、同図ａに示さ
れた時点trで故障が回復されないしは人為的に出
力回路が断にされたとすると、その後に電流抑制
動作が解除されて出力回路がオンされても、もは
や過電流が流れないので電流検出抵抗４の電流値
検出信号Vsは過電流検出トランジスタ１１のベ
ース・エミツタ間電圧Vbeに達せず、従つて以後
は電流抑制動作が起こらず回路は当初の正常期間
Tn時の動作状態に帰る。さて、前述の説明から
わかるように故障期間Ta内の前記の回路の動作
周期Ｔ中で負荷電流ILが流れる時間は前述の遮
断遅れ時間△Toffだけであり、出力トランジス
タの遮断動作はふつう長くても数ミリ秒を越えな
いから、故障期間Taを通じて出力回路に流れる
負荷電流ILの平均値ないしは実効電流は極めて
小さい。一方、第１図に示したような従来技術の
場合は、故障開始時点から故障回復時点trに至る
まで負荷電流ILは遮断されることなく流れ続け、
この間は電流検出抵抗４の両端に生じる電流値信
号Vsの値が第３図ａの鎖線で示すように過電流
検出トランジスタ１１のベース・エミツタ間電圧
Vbeに平衡する負荷電流が流れることになるの
で、故障期間Taを通じて流れ続ける負荷電流は、
前述の制限電流ILm（＝Vbe／Rs）に等しい。こ
れから、本発明回路の場合に故障期間中に流れる
負荷電流の実効値が従来技術に比べて非常に小さ
いことがわかる。

上の事項をもう少し定量的に説明すると次のと
おりである。いま時限回路内のコンデンサ１２の
容量をｃ、定電流源１３からの充電電流の値をIc
とし、時限動作開始からコンデンサ電圧Vcが基
準電圧Vrに達してコンパレータ１１からの電流
抑制指令Slが消去するまでの充電期間すなわち時
限回路の時限を第３図ｂに示すようにTcとする
と、 Tc＝Ｃ・Vr／Ic であり、この時限Tcは充電電流Ic、コンデンサ
容量Ｃおよび基準電圧Vrの選び方によつて自由
に定めることができる。一方、回路の電流抑制動
作の周期Ｔは、 Ｔ＝Tc＋△Toff＋△Ton で表わせるから、故障期間中の負荷電流ILの平
均値をTLaとすると従来技術による制限ILmに対
する電流率ｋは ｋ＝ILa／ILm＝△Toff／Ｔ＝ △Toff／Tcb＋△Toff＋△Ton である。前式中の△Toffは当然Tcよりもうんと
小さいから、電流率ｋは非常に小さな値である。

またこの実施例回路では、上の説明からもわか
るように従来技術と異なり過電流検出トランジス
タ１１が電流抑制トランジスタ１５とは機能的に
分離されており、上述の時限Ｔを設計的に自由に
選定できるほかに、過電流検出トランジスタ１１
を過電流に対して鋭敏に動作するよう低いベー
ス・エミツタ間電圧Vbeをもつ素子を採用できる
利点がある。また、このトランジスタ１１は前述
のように遮断遅れ時間△Toffの間にのみオン動
作するだけであるから、短時間定格の素子でよく
検出特性の劣化も少ない。なお、前述の説明では
出力トランジスタ３の電流抑制動作は単純に遮断
としたが、これに限らず電流制限であつても制限
電流値が小さくすれば前述と実質的に同じ効果が
得られることはもちろんである。例えば出力回路
の負荷が誘導性であつて急速遮断が困難でかつ過
電圧発生のおそれがある場合は、出力トランジス
タ３のコレクタ・エミツタ間に高抵抗を並列接続
することにより、かかる困難を回避し同時に遮断
遅れ時間を短縮することができる。

第４図は時限回路を別な回路により構成した実
施例を示すもので、この実施例では時限回路にデ
イジタル回路を用いた点が前の実施例と異なつて
おり、第２図と同一符号が付されている。この実
施例の場合も過電流検出トランジスタ１１は電流
検出抵抗４からの電流値信号Vsが過電流により
所定値を越えたとき導通し、これによつてそのコ
レクタ出力は「０」になりインバータ１６を介し
てそれまでリセツト状態にあつたフリツプフロツ
プ１７をセツトする。該フリツプフロツプ１７の
Ｑ出力はこのセツトにより「１」となり、その上
方に示された・アンド回路１８をエネーブルして
クロツク発生器１９からのクロツクパルスCPを
それもでクリヤ状態におかれていたカウンタ２０
に導き、カウントを開始させることによつてその
時限動作を始めさせる。また、フリツプフロツプ
１７のセツトと同時のその出力も反転して
「０」となるから、これを入力しているノアゲー
ト２１ではノア条件が成立して出力が「１」とな
り、電流抑制指令Slとして電流抑制トランジスタ
１５に与える。前の実施例と同じく電流抑制トラ
ンジスタ１５がこれによつてオンし、出力トラン
ジスタ３が負荷電流ILを少時の遅れ時間△Toff
の後に遮断する。この模様が第５図ａに電流値信
号Vsについて示されており、同図ｃには電流制
限指令Slの波形が示されている。なお、前述のノ
アゲート２１においては、ノア条件の成立前の入
力状態はフリツプフロツプ１７の出力として
「１」を受け、一方カウンタ２０からのカウント
出力COPは当然まだカウンタ２０がクリヤ状態
にあるから第５図ｂに示すように「０」であり、
従つてフリツプフロツプ１７の出力の反転後に
始めてノア条件が成立する。

さて、出力トランジスタ３の遮断動作により負
荷電流ILはゼロとなり、従つて過電流検出トラ
ンジスタ１１が受ける電流値信号Vsも図示のよ
うに「０」となるから、該トランジスタはオフし
フリツプフロツプ１７のセツト入力は「０」に帰
るが、該フリツプフロツプ１７はセツト状態にあ
るのでその出力状態は変わらず、ノアゲート２１
はカウンタ２０がカウントアツプ出力COPを発
するまで今の状態を持続して電流抑制指令Slを発
し続ける。時限回路としてのカウンタ２０がカウ
ントアツプしたとき、すなわち所定の時限が来た
とき、該カウンタ２０は第５図ｂに示すようにカ
ウントアツプ出力COPを発するので、これを受
けるノアゲート２１のノア条件は成立しなくな
り、その出力としての電流抑制指令が解除され、
出力トランジスタ３は少時の遅れ時間△Tonの後
に出力回路を再び閉じる。なお、カウンタ２０か
らのカウントアツプ出力はフリツプフロツプ１７
のリセツト入力にも与えられており、これによつ
てフリツプフロツプ１７がリセツトされ、そのＱ
出力が「０」となつてアンドゲート１８が閉じら
れると同時にその出力を受けてカウンタ２０は
クリヤされて、フリツプフロツプ１７とカウンタ
２０は次の過電流検出信号を受容しうる状態に戻
る。従つて、カウンタ２０のカウントアツプ出力
COPの波形は第５図ｂに示すようにパルス状と
なり「０」に戻るがフリツプフロツプ１７の出
力の「１」がノアゲート２１に与えられるので、
該ゲートのノア条件の不成立状態は変わらない。
以後は前の実施例と同様に、この実施例回路も電
流抑制とその解除動作を、時点trで出力回路が故
障回復するまで、周期Ｔで繰り返して継続する。
従来技術と比べて負荷電流ILの平均値を低減す
る率も前の実施例と同じである。

以上の両実施例の説明においては、いずれも電
流抑制トランジスタを出力トランジスタのベース
回路に働かせる例を紹介したが、電流抑制回路に
はこのような態様に限らず、種々の公知の回路を
採用することができる。例えば電流抑制回路を出
力回路に直接挿入することが可能であり、あるい
は出力トランジスタ自体に電流抑制トランジスタ
の働きをさせることもできる。また時限回路の態
様としても、公知のCR回路などを用いたアナロ
グ回路やタイマなどの特殊回路を用いることは本
発明の要旨内において自由である。

〔発明の効果〕

以上説明のとおり、本発明にかかる過電流保護
回路により、過電流を検知し時限回路からの時限
終了信号が発せられて解除された後再び電流抑制
動作に入るまでの時間は極めて短くでき、かかる
短時間の過電流が出力トランジスタや負荷に与え
る影響と出力回路中の電力損失を極めて小さくす
ることができるので、出力回路内の故障期間中の
平均負荷電流の値を従来技術によるよりも大幅に
低減することができる。これにより故障時の出力
回路内のむだな電力消費が少なくなり、長期に亘
つて連続的に使用されるセンサ類や多数個の出力
回路を備えるシーケンス制御器などの装置に対し
て著しい消費電力低減効果がある。またかかる消
費電力が出力トランジスタなどの出力回路要素や
負荷側の操作ないしは制御対象の回路内で発熱を
生じて回路要素に損傷を与えるおそれが未然に防
止される。このように本発明は出力回路に対する
過電流保護機能を従来よりもさらに完全に近づけ
る効果があり、さらには保護回路装置自体も過電
流により損傷されないようにする機能をも兼備す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の過電流保護回路の例を示す回路
図、第２図は本発明の過電流保護回路の実施例を
示す回路図、第３図は第２図に示された実施例回
路内の主要な信号の波形図、第４図は時限回路に
デイジタル回路を用いた実施例の回路図、第５図
は第４図に示された実施例かあいろ内の主要な信
号の波形図である。図において、 １：出力回路に指令を発する内部回路、２：出
力回路、３：出力回路手段としての出力トランジ
スタ、４：電流検出手段としての電流検出抵抗、
５，１５：電流抑制回路を構成する電流抑制トラ
ンジスタ、１１：過電流検出回路としての過電流
検出トランジスタ、１２：時限回路要素としての
コンデンサ、１３：時限回路要素としての定電流
源、１４：電流抑制回路を構成するコンパレー
タ、２０：時限回路要素としてのカウンタ、Ｓ：
指令、Sl：電流抑制指令、Vs：電流値信号、で
ある。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 指令に基づいて所定の負荷電流を発生する出
   力回路の出力トランジスタのベースにコレクタが
   接続されて該出力トランジスタの出力電流を制御
   し抑制する電流抑制トランジスタと、前記出力ト
   ランジスタのエミツタと接地間に接続される電流
   検出抵抗と、該エミツタと該電流検出抵抗との接
   続部にベースが接続され前記電流検出抵抗端電圧
   がベース・エミツタ間電圧を越えると応動する過
   電流検出トランジスタと、該過電流検出トランジ
   スタのコレクタとエミツタ間に並列に接続される
   コンデンサと、該コンデンサと前記過電流検出ト
   ランジスタのコレクタとの接続部に接続されて前
   記コンデンサを充電する定電流源と、非反転入力
   部に基準電圧が接続され反転入力に前記過電流検
   出トランジスタのコレクタが接続される電圧比較
   器と、該電圧比較器の出力が前記電流抑制トラン
   ジスタのベースに接続されることを特徴とする過
   電流保護回路。