JPH046789A - 誘導加熱用インバータ電源 - Google Patents
誘導加熱用インバータ電源Info
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- JPH046789A JPH046789A JP2106451A JP10645190A JPH046789A JP H046789 A JPH046789 A JP H046789A JP 2106451 A JP2106451 A JP 2106451A JP 10645190 A JP10645190 A JP 10645190A JP H046789 A JPH046789 A JP H046789A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は高周波誘導加熱に用いて好適なインハタ電源に
関する。
関する。
第５図は低周波誘導加熱用の従来のインバータ電源を示
したものである。図において、１は３相交流電源、２は
３相全波整流器、４は電圧平滑用コンデンサ、５は単相
インバータ、６は整合トランス、７は整合コンデンサ（
容量Ｃ）、８は抵抗骨（抵抗値Ｒ）９とインダクタンス
分（インダクタンス値Ｌ）１０を有する誘導加熱負荷、
１１はインバータ出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出器、
１２は整合コンデンサの電圧Ｖｃを検出する電圧検出器
、１３は同調制御回路である。Ｉ４はドライバ、インバ
ータ５はフライホイルダイオードＤを逆並列接続してな
るトランジスタ丁ｒのフルブリッジ回路からなり、各ト
ランジスタＴｒはドライバ１４から駆動信号をベースに
受けて０Ｎ１０ＦＦスイッチング動作を繰り返す。なお
１５は突入電流制限抵抗、１６は受電後の所定時間経過
後にＯＮするスイッチである。
したものである。図において、１は３相交流電源、２は
３相全波整流器、４は電圧平滑用コンデンサ、５は単相
インバータ、６は整合トランス、７は整合コンデンサ（
容量Ｃ）、８は抵抗骨（抵抗値Ｒ）９とインダクタンス
分（インダクタンス値Ｌ）１０を有する誘導加熱負荷、
１１はインバータ出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出器、
１２は整合コンデンサの電圧Ｖｃを検出する電圧検出器
、１３は同調制御回路である。Ｉ４はドライバ、インバ
ータ５はフライホイルダイオードＤを逆並列接続してな
るトランジスタ丁ｒのフルブリッジ回路からなり、各ト
ランジスタＴｒはドライバ１４から駆動信号をベースに
受けて０Ｎ１０ＦＦスイッチング動作を繰り返す。なお
１５は突入電流制限抵抗、１６は受電後の所定時間経過
後にＯＮするスイッチである。
このインバータ電源では、インバータ出力周波数ｆをＬ
Ｃ直列共振回路の共振周波数（同調周波数）ｆｏから低
域側にずらせてインバータ５の出力制御を行う。
Ｃ直列共振回路の共振周波数（同調周波数）ｆｏから低
域側にずらせてインバータ５の出力制御を行う。
以下、これを説明する。例えば、鉄の加熱時等において
は、負荷のＱ＝ （Ｌω／Ｒ）がＱ＝５程度になること
があり、この場合、インバータ出力ｔｉｌＬを低減して
１１５にするものとする。
は、負荷のＱ＝ （Ｌω／Ｒ）がＱ＝５程度になること
があり、この場合、インバータ出力ｔｉｌＬを低減して
１１５にするものとする。
負荷インピーダンスＺは、
であるので、インバータ出力電流ＩＬを１１５に（１１
ω〉ωｏ＝２πｆＯの場合、 Ｌω−＝２ ６Ｒ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・（４）Ｃ
ω ここで、Ｑ＝ （Ｌω／Ｒ）＝５とすると、０．０２ となる。即ち、インバータ出力電流（負荷電流）ＩＬを
共振時の１１５に低減するためには、インバータ出力周
波数ｆを同調周波数ｆｏのほぼ７倍にしなければならな
い。また、Ｑ−１０の場合には、 ω＝１．４ω０・・・・・・・・・・・・・・・（７）
となり、インバータ周波数ｆを同調周波数ｆｏから４０
％ずらせるだけで済む。
ω〉ωｏ＝２πｆＯの場合、 Ｌω−＝２ ６Ｒ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・（４）Ｃ
ω ここで、Ｑ＝ （Ｌω／Ｒ）＝５とすると、０．０２ となる。即ち、インバータ出力電流（負荷電流）ＩＬを
共振時の１１５に低減するためには、インバータ出力周
波数ｆを同調周波数ｆｏのほぼ７倍にしなければならな
い。また、Ｑ−１０の場合には、 ω＝１．４ω０・・・・・・・・・・・・・・・（７）
となり、インバータ周波数ｆを同調周波数ｆｏから４０
％ずらせるだけで済む。
（２）ω〈ω０の場合、
Ｌω＝２６Ｒ・・・・・・・・（８）
Ｃω
となり、ＱＩ５の場合は、
ω＝０．７１ ω０ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・
・ ・ ・ ・ ・ ・α０）となる。またＱ＝１０
の場合には、 ω＝ ０．８２ω０・・・・・・・・・・・・・・＠と
なる。
・ ・ ・ ・ ・ ・α０）となる。またＱ＝１０
の場合には、 ω＝ ０．８２ω０・・・・・・・・・・・・・・＠と
なる。
このように、インバータ５をωくω０の周波数域で制御
するほうが、ω〉ω０の範囲で制御する場合に比して少
ない周波数偏移で負荷電流ＩＬを充分に制御することが
できるので、第５図の構成を持つインバータ電源は、従
来は、前記したように、同調周波数ｆｏより低域の周波
数域でインバータ周波数ｆを制御して、その出力の制御
を行うのが一般的であった。
するほうが、ω〉ω０の範囲で制御する場合に比して少
ない周波数偏移で負荷電流ＩＬを充分に制御することが
できるので、第５図の構成を持つインバータ電源は、従
来は、前記したように、同調周波数ｆｏより低域の周波
数域でインバータ周波数ｆを制御して、その出力の制御
を行うのが一般的であった。
ところが、高い周波数を用いる高周波誘導加熱において
、ω〈ω０の周波数範囲でインバータ出力の制御を行う
と、ダイオードＤのリカバリー電流による損失が極めて
大きくなるので、従来、第６図に示す構成のインバータ
電源を使用している。
、ω〈ω０の周波数範囲でインバータ出力の制御を行う
と、ダイオードＤのリカバリー電流による損失が極めて
大きくなるので、従来、第６図に示す構成のインバータ
電源を使用している。
第６図において、１７は位相制御されるサイリスク式整
流器、３は電圧平滑用のりアクドル、１８は電圧設定器
（設定電圧Ｖｓ）、１９は偏差増幅器、２０は移相器、
２１はパルストランスである。２２は負荷８の電圧を検
出する電圧検出器である。
流器、３は電圧平滑用のりアクドル、１８は電圧設定器
（設定電圧Ｖｓ）、１９は偏差増幅器、２０は移相器、
２１はパルストランスである。２２は負荷８の電圧を検
出する電圧検出器である。
この構成においては、同調制御回路１３が、常に、コン
デンサ電圧Ｖｃがインバータ出力電圧ＶＯに対して９０
’遅れとなるような周波数指令を発生するよう機能し、
インバータ５を構成するトランジスタＴｒが常に電流零
時にオフとなるようにしているので、スイッチング損失
が低く、スイッチング損失が大きくなる１ ０ＫＨｚ以
上の周波数帯では非常に有利であり、この点から上記し
たように高周波誘導加熱用のインバータ！＃として使用
されてきた。
デンサ電圧Ｖｃがインバータ出力電圧ＶＯに対して９０
’遅れとなるような周波数指令を発生するよう機能し、
インバータ５を構成するトランジスタＴｒが常に電流零
時にオフとなるようにしているので、スイッチング損失
が低く、スイッチング損失が大きくなる１ ０ＫＨｚ以
上の周波数帯では非常に有利であり、この点から上記し
たように高周波誘導加熱用のインバータ！＃として使用
されてきた。
しかし、この構成のインバータ電源は３相位相制御方式
であるため、入力周波数（５０Ｈｚ、６０Ｈｚ）により
その制御応答が制約される上、同調制御と位相制御を要
するために全体の回路構成が複雑になり、高価になると
いう問題があった。
であるため、入力周波数（５０Ｈｚ、６０Ｈｚ）により
その制御応答が制約される上、同調制御と位相制御を要
するために全体の回路構成が複雑になり、高価になると
いう問題があった。
本発明は上記問題を解消するためになされたもので、従
来に比し、安価な費用で、低損失で、高速応答可能にす
ることができる誘導加熱用インバータ電源を提供するこ
とを目的とする。
来に比し、安価な費用で、低損失で、高速応答可能にす
ることができる誘導加熱用インバータ電源を提供するこ
とを目的とする。
本発明は上記目的を達成するため、交流を直流に変換す
る整流器、この整流器が送出する直流電圧を平滑回路を
通して入力するインバータを備え、このインバータの出
力を変圧器を介してコンデンサと誘導性負荷からなる直
列共振回路に給電し、インバータ出力周波数を、同調周
波数から周波数偏移してインバータ出力制御を行う誘導
加熱用インバータ電源において、 上記同調周波数は２０ＫＨｚ以上であり、かつ上記周波
数偏移はこの同調周波数より高い周波数域で行われる構
成としたものであり、 請求項２では、同調制御回路として、インパタ出力電圧
の検出信号をパルス波形に整形する回路とコンデンサ電
圧の検出信号をパルス波形に整形する回路の出力を入力
される排他的論理和回路、該排他的論理和回路の出力平
均値を演算する積分回路、該積分回路の出力に比例した
周波数信号を送出する電圧制御発振回路を備え、負荷電
圧のフィードバック値がインバータ設定電圧より大きい
場合に、両電圧の偏差を、上記積分回路の入力に、該積
分回路の出力が増大する向きに加える手段を付加されて
なる同調回路を用い、上記周波数信号をインバータの周
波数指令とするようにした。
る整流器、この整流器が送出する直流電圧を平滑回路を
通して入力するインバータを備え、このインバータの出
力を変圧器を介してコンデンサと誘導性負荷からなる直
列共振回路に給電し、インバータ出力周波数を、同調周
波数から周波数偏移してインバータ出力制御を行う誘導
加熱用インバータ電源において、 上記同調周波数は２０ＫＨｚ以上であり、かつ上記周波
数偏移はこの同調周波数より高い周波数域で行われる構
成としたものであり、 請求項２では、同調制御回路として、インパタ出力電圧
の検出信号をパルス波形に整形する回路とコンデンサ電
圧の検出信号をパルス波形に整形する回路の出力を入力
される排他的論理和回路、該排他的論理和回路の出力平
均値を演算する積分回路、該積分回路の出力に比例した
周波数信号を送出する電圧制御発振回路を備え、負荷電
圧のフィードバック値がインバータ設定電圧より大きい
場合に、両電圧の偏差を、上記積分回路の入力に、該積
分回路の出力が増大する向きに加える手段を付加されて
なる同調回路を用い、上記周波数信号をインバータの周
波数指令とするようにした。
本発明では、インバ〜りを２０ＫＨ２以上の周波数で動
作させるので、負荷のＱが高く、小さな周波数偏移で出
力制御が可能である。
作させるので、負荷のＱが高く、小さな周波数偏移で出
力制御が可能である。
また、位相制御整流器を用いないので、高速応答が可能
である。
である。
以下、本発明の１実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、２２は負荷８の両端電圧を検出する電
圧検出器、２３は同調回路である。偏差増幅器１９は電
圧設定器１８が送出する設定電圧Ｖｓと電圧検出器２２
が送出するフィードハック電圧■、との偏差■２を検出
して同調回路２３に入力する。この同調回路２３は第２
図に示す回路構成を有している。
圧検出器、２３は同調回路である。偏差増幅器１９は電
圧設定器１８が送出する設定電圧Ｖｓと電圧検出器２２
が送出するフィードハック電圧■、との偏差■２を検出
して同調回路２３に入力する。この同調回路２３は第２
図に示す回路構成を有している。
第２図おいて、３１．３２は波形整形回路であって、そ
れぞれインバータ出力電圧Ｖｏ、コンデンサ電圧Ｖｃを
パルス波形に整形して排他的論理和回路３３に入力する
。３４．３５はスイッチ、３６〜４２は抵抗、４３は積
分回路、４４は電圧制御発振回路であり、電圧制御発振
回路４４は排他的論理和回路３３の出力ＣのＨ期間とＨ
期間の平均値に比例した周波数の信号（パルス）ｆを発
生する。４５は加算回路であって、偏差増幅器１９の出
力■２と抵抗４１．４２による分圧すの電圧（バイアス
電圧）Ｖｌとを加算する。加算回路４５はカットオフダ
イオード４６、抵抗３８を介して分圧点ａに接続されて
いる。Ｖ３は加算回路４５の出力を示す。
れぞれインバータ出力電圧Ｖｏ、コンデンサ電圧Ｖｃを
パルス波形に整形して排他的論理和回路３３に入力する
。３４．３５はスイッチ、３６〜４２は抵抗、４３は積
分回路、４４は電圧制御発振回路であり、電圧制御発振
回路４４は排他的論理和回路３３の出力ＣのＨ期間とＨ
期間の平均値に比例した周波数の信号（パルス）ｆを発
生する。４５は加算回路であって、偏差増幅器１９の出
力■２と抵抗４１．４２による分圧すの電圧（バイアス
電圧）Ｖｌとを加算する。加算回路４５はカットオフダ
イオード４６、抵抗３８を介して分圧点ａに接続されて
いる。Ｖ３は加算回路４５の出力を示す。
本発明は、インバータの出力周波数ｆが、２０ＫＨｚ以
上になると、前記したＱは最低でもＱ−１５程度になり
、２０％程度の小さな周波数偏移で前記した電流制御を
実現し得ることに着目してなされたもので、本実施例に
おけるインバータ５としては、その駆動周波数が２０Ｋ
Ｈｚ以上のインパ゛−夕を用いる。
上になると、前記したＱは最低でもＱ−１５程度になり
、２０％程度の小さな周波数偏移で前記した電流制御を
実現し得ることに着目してなされたもので、本実施例に
おけるインバータ５としては、その駆動周波数が２０Ｋ
Ｈｚ以上のインパ゛−夕を用いる。
本実施例においては、同調回路２３は、Ｖ２＝０、Ｖ３
＝Ｖ１である場合、基本的に、電圧検出器１２の出力位
相が電圧検出器１１の出力位相に対して９０°の位相遅
れとなるような周波数信号（インバータ５の周波数指令
となる）ｆを出力するが、ダイオードＤのリカバリー電
流を流さないようにするため、この周波数信号ｆの値が
同調周波数ｆｏより若干高い値となるように積分回路入
力を調整し、電圧進み位相で力率０．９以上となるよう
に制御する。
＝Ｖ１である場合、基本的に、電圧検出器１２の出力位
相が電圧検出器１１の出力位相に対して９０°の位相遅
れとなるような周波数信号（インバータ５の周波数指令
となる）ｆを出力するが、ダイオードＤのリカバリー電
流を流さないようにするため、この周波数信号ｆの値が
同調周波数ｆｏより若干高い値となるように積分回路入
力を調整し、電圧進み位相で力率０．９以上となるよう
に制御する。
この状態で、ＶＳ＜ＶＬになり、Ｖ２〈０、でＶ３＜Ｖ
ｌになると、積分回路４３の出力が増加し、周波数信号
ｆの値が増大して、インバータ出力電流ＩＬは減少する
。逆に、■ｓ ＞ＶＬになると、加算回路４５の出力は
ダイオードプロ・ツクされるため、同調制御回路２３は
電圧検出器１１と１２の出力だけに基づく動作を行う。
ｌになると、積分回路４３の出力が増加し、周波数信号
ｆの値が増大して、インバータ出力電流ＩＬは減少する
。逆に、■ｓ ＞ＶＬになると、加算回路４５の出力は
ダイオードプロ・ツクされるため、同調制御回路２３は
電圧検出器１１と１２の出力だけに基づく動作を行う。
本実施例では、インバータ出力周波数ｆを高くして負荷
電流ＩＬを減少させてゆくため、トランジスタＴｒがス
イッチングする電流■０は、第３図、第４図に示す如く
、ピーク電流値が減るのと相殺する方向にあり、トラン
ジスタＴｒのオフ損失は前記第６図の同時同調方式の場
合と殆ど変わらないレベルにおさまる。
電流ＩＬを減少させてゆくため、トランジスタＴｒがス
イッチングする電流■０は、第３図、第４図に示す如く
、ピーク電流値が減るのと相殺する方向にあり、トラン
ジスタＴｒのオフ損失は前記第６図の同時同調方式の場
合と殆ど変わらないレベルにおさまる。
本発明は以上説明した通り、インバータを、２０ＫＨｚ
以上の高周波で動作させるようにし、かつ周波数偏移は
同調周波数より高い周波数域で行われる構成としたこと
により、インバータ出力周波数を大きく変化させなくて
もその出力制御を行うことができ、低損失で、かつ高速
応答可能なインバータ電源を、従来に比し、安価な費用
で得ることができる。
以上の高周波で動作させるようにし、かつ周波数偏移は
同調周波数より高い周波数域で行われる構成としたこと
により、インバータ出力周波数を大きく変化させなくて
もその出力制御を行うことができ、低損失で、かつ高速
応答可能なインバータ電源を、従来に比し、安価な費用
で得ることができる。
第１図は本発明の１実施例を示すブロック図、第２図は
上記実施例における同調回路の具体的回路図、第３図お
よび第４図は上記実施例のスイッチングオフ損失を説明
するための波形図、第５図および第６図は従来の誘導加
熱用インバータ電源を示すブロック図である。 ２・・整流器、４・・コンデンサ、５・インバータ、１
１、１２、２２・・・電圧検出器、１８・電圧設定器、
２３・・同調制御回路、３１、３２・波形整形回路、３
３・・・排他的論理和回路、４３・積分回路、４４、電
圧制御発振回路、４５・加算回路。
上記実施例における同調回路の具体的回路図、第３図お
よび第４図は上記実施例のスイッチングオフ損失を説明
するための波形図、第５図および第６図は従来の誘導加
熱用インバータ電源を示すブロック図である。 ２・・整流器、４・・コンデンサ、５・インバータ、１
１、１２、２２・・・電圧検出器、１８・電圧設定器、
２３・・同調制御回路、３１、３２・波形整形回路、３
３・・・排他的論理和回路、４３・積分回路、４４、電
圧制御発振回路、４５・加算回路。
Claims (2)
- （１）交流を直流に変換する整流器、この整流器が送出
する直流電圧を平滑回路を通して入力するインバータを
備え、このインバータの出力を変圧器を介してコンデン
サと誘導性負荷からなる直列共振回路に給電し、インバ
ータ出力周波数を、同調周波数から周波数偏移してイン
バータ出力制御を行う誘導加熱用インバータ電源におい
て、上記同調周波数は２０ＫＨｚ以上であり、かつ上記
周波数偏移はこの同調周波数より高い周波数域で行われ
ることを特徴とする誘導加熱用インバータ電源。 - （２）インバータ出力電圧の検出信号をパルス波形に整
形する回路とコンデンサ電圧の検出信号をパルス波形に
整形する回路の出力を入力される排他的論理和回路、該
排他的論理和回路の出力平均値を演算する積分回路、該
積分回路の出力に比例した周波数信号を送出する電圧制
御発振回路を備え、負荷電圧のフィードバック値がイン
バータ設定電圧より大きい場合に、両電圧の偏差を、上
記積分回路の入力に、該積分回路の出力が増大する向き
に加える手段を付加されてなる同調制御回路を有し、上
記周波数信号をインバータの周波数指令とする請求項１
記載の誘導加熱用インバータ電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2106451A JP2940064B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 誘導加熱用インバータ電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2106451A JP2940064B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 誘導加熱用インバータ電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH046789A true JPH046789A (ja) | 1992-01-10 |
| JP2940064B2 JP2940064B2 (ja) | 1999-08-25 |
Family
ID=14433972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2106451A Expired - Fee Related JP2940064B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 誘導加熱用インバータ電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2940064B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009505626A (ja) * | 2005-08-16 | 2009-02-05 | エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド | オゾン発生装置のための負荷共振型電源 |
| US7632363B2 (en) | 2004-06-11 | 2009-12-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Method for refurbishing a service-degraded component of a gas turbine |
| JP2011229365A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-11-10 | Daihen Corp | 高周波電源装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6331907B2 (ja) | 2014-09-11 | 2018-05-30 | 株式会社デンソー | 半導体装置 |
-
1990
- 1990-04-24 JP JP2106451A patent/JP2940064B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7632363B2 (en) | 2004-06-11 | 2009-12-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Method for refurbishing a service-degraded component of a gas turbine |
| JP2009505626A (ja) * | 2005-08-16 | 2009-02-05 | エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド | オゾン発生装置のための負荷共振型電源 |
| US8226900B2 (en) | 2005-08-16 | 2012-07-24 | Mks Instruments, Inc. | Power supply including transformer-less high voltage power oscillators for ozone generation |
| US8641978B2 (en) | 2005-08-16 | 2014-02-04 | Mks Instruments, Inc. | Power supply including transformer-less high voltage power oscillators for ozone generation |
| JP2011229365A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-11-10 | Daihen Corp | 高周波電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2940064B2 (ja) | 1999-08-25 |
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Legal Events
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