JPH0469066A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0469066A JPH0469066A JP2171781A JP17178190A JPH0469066A JP H0469066 A JPH0469066 A JP H0469066A JP 2171781 A JP2171781 A JP 2171781A JP 17178190 A JP17178190 A JP 17178190A JP H0469066 A JPH0469066 A JP H0469066A
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- Japan
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- phase voltage
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- switching element
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
交流をいったん直流に変換し、この直流を可変電圧、可
変周波数の交流に逆変換するインバータ装置に係り、ス
イッチング素子のオン・オフの検出に関するものである
。
変周波数の交流に逆変換するインバータ装置に係り、ス
イッチング素子のオン・オフの検出に関するものである
。
〔従来の技術１
第３図、第４図は従来のインバータ装置に係り、第３図
はインバータ装置の構成を示す図、第４図は動作を示す
図である。
はインバータ装置の構成を示す図、第４図は動作を示す
図である。
第３図において、（１）は交流の電源、（２）は交流の
ｔ源（１）からの交流電力を直流電力に変換するコンバ
ータ部であり、ダイオードなとの整流素子によって形成
されている。
ｔ源（１）からの交流電力を直流電力に変換するコンバ
ータ部であり、ダイオードなとの整流素子によって形成
されている。
（３）はコンバータ部（２）に並列接続された。脈流の
大きい直流を平滑する平滑部であり、この平滑部（３）
は平滑コンデンサによって形成されている。
大きい直流を平滑する平滑部であり、この平滑部（３）
は平滑コンデンサによって形成されている。
（４）（５）は平滑部（３）に並列接続された上スイッ
チング素子、下スイッチング素子であり、この上スイッ
チング素子（４）と下スイッチング素子（５）は直列に
接続されている。
チング素子、下スイッチング素子であり、この上スイッ
チング素子（４）と下スイッチング素子（５）は直列に
接続されている。
＋６１ ＋７１は上スイッチング素子（４）、下スイッ
チング素子（５）に並列接Ｒされたフライホイールグイ
オードである。
チング素子（５）に並列接Ｒされたフライホイールグイ
オードである。
ｆｌｏ） １１２）はそれぞれ信号絶縁手段としてのフ
ォトカブラ（１１）の入出力回線に直列に接続された電
流制限抵抗である。
ォトカブラ（１１）の入出力回線に直列に接続された電
流制限抵抗である。
なお、検出回路１１４）は、上記電流制限抵抗（１０）
（１２） ８よびフォトカブラ（１１）によって形成さ
れている。また、コンバータ部（２）からの直流電力を
。
（１２） ８よびフォトカブラ（１１）によって形成さ
れている。また、コンバータ部（２）からの直流電力を
。
平滑部（３）を介して任意の周波数および電圧に変換す
るインバータ部（１８）は、上記上スイッチング素子（
４）、下スイッチング素子（５）、フライホイールダイ
オードｆ６１ （７１８よび検出回路（１４）から形
成されている。 Ｆ１５）はインバータ部（１８）の出
力である相電圧を、検出回路（１４）で検出し、検出回
路（１４）を構成するフォトカブラ（１１）で信号絶縁
して入力し、この入力信号に基づき上下スイッチング素
子［４１ｆ５＋を同時にオフする短絡防止時間Ｔｄを補
正して出力する短絡防止時間補正手段である。
るインバータ部（１８）は、上記上スイッチング素子（
４）、下スイッチング素子（５）、フライホイールダイ
オードｆ６１ （７１８よび検出回路（１４）から形
成されている。 Ｆ１５）はインバータ部（１８）の出
力である相電圧を、検出回路（１４）で検出し、検出回
路（１４）を構成するフォトカブラ（１１）で信号絶縁
して入力し、この入力信号に基づき上下スイッチング素
子［４１ｆ５＋を同時にオフする短絡防止時間Ｔｄを補
正して出力する短絡防止時間補正手段である。
（１６）は短絡防止時間作成手段で、上記短絡防止時間
補正手段（１５）からの補正された入力信号に基づき最
適な短絡防止時間を設定する。
補正手段（１５）からの補正された入力信号に基づき最
適な短絡防止時間を設定する。
（１７）は出力回路で、短絡防止時間作成手段（１６）
からの短絡防止時間に関する信号入力に基づき、上スイ
ッチング素子（４）オよび下スイッチング素子（５）の
それぞれＰＷＭ制御信号を圧力する。
からの短絡防止時間に関する信号入力に基づき、上スイ
ッチング素子（４）オよび下スイッチング素子（５）の
それぞれＰＷＭ制御信号を圧力する。
（１９）は負荷となる誘導電動機である。
次に動作について説明する。
なお、インバータ部（１８）の３相はいずれも同じ構成
であるので１相（Ｕ相）のみを説明する。
であるので１相（Ｕ相）のみを説明する。
第３図に示すインバータ装置において、例えば上側スイ
ッチング素子（４）がオンし、下側スイッチング素子（
５）がオフしており、出力電流がＩｕの方向に流れてい
る状態で、上側スイッチング素子（４）がオフして短絡
防止期間Ｔｄへ移行する場合、第４図ｆｂｌに示す動作
信号の状態となり、また下側スイッチング素子（５）が
オンし、電流がＩｕの方向に流れている状態で、上側ス
イッチング素子（４）がオフしており、下側フライホイ
ールダイオード（７）が誘導している状態から、下側ス
イッチング素子（５）がオフして短絡防止期間゛「ｄへ
移行する場合、第４図（ｃｌ に示す動作信号の状態と
なる。
ッチング素子（４）がオンし、下側スイッチング素子（
５）がオフしており、出力電流がＩｕの方向に流れてい
る状態で、上側スイッチング素子（４）がオフして短絡
防止期間Ｔｄへ移行する場合、第４図ｆｂｌに示す動作
信号の状態となり、また下側スイッチング素子（５）が
オンし、電流がＩｕの方向に流れている状態で、上側ス
イッチング素子（４）がオフしており、下側フライホイ
ールダイオード（７）が誘導している状態から、下側ス
イッチング素子（５）がオフして短絡防止期間゛「ｄへ
移行する場合、第４図（ｃｌ に示す動作信号の状態と
なる。
そして上記状態における相電圧Ｖｕは、第４図（ｆｌ
に示すような波形となり、電流制限抵抗（ｌＯ）により
相電圧Ｖｕが数１０Ｖになるとフォトカブラ（１１）が
オンし、検出回路（１４）の出力も第４図＋ｆ）の波形
とほぼ同じ信号となる。
に示すような波形となり、電流制限抵抗（ｌＯ）により
相電圧Ｖｕが数１０Ｖになるとフォトカブラ（１１）が
オンし、検出回路（１４）の出力も第４図＋ｆ）の波形
とほぼ同じ信号となる。
〔発明が解決しようとする課題１
従来のインバータ装置においては、短絡防止時間（Ｔｄ
）は上下スイッチング素子（４）及び（５）が同時にオ
フする期間であるために、誘導電動機（１９）に流れる
電流がゼロ付近では相電圧の電位が確立せず不安定な電
位となる（第４図（ｇ））。そのために上下スイッチン
グ素子（４） （５）のオン−オフの検出値を数１０Ｖ
としている上記のような従来のインバータ装置では、不
安定電圧が発生する短絡防止期間Ｔｄにおいて上スイッ
チング素子（４）および下スイッチング素子（５）のオ
ン・オフはほとんどオンと判断されてしまう。
）は上下スイッチング素子（４）及び（５）が同時にオ
フする期間であるために、誘導電動機（１９）に流れる
電流がゼロ付近では相電圧の電位が確立せず不安定な電
位となる（第４図（ｇ））。そのために上下スイッチン
グ素子（４） （５）のオン−オフの検出値を数１０Ｖ
としている上記のような従来のインバータ装置では、不
安定電圧が発生する短絡防止期間Ｔｄにおいて上スイッ
チング素子（４）および下スイッチング素子（５）のオ
ン・オフはほとんどオンと判断されてしまう。
この現象が起きるときの検出回路（Ｌ４）の出力信号の
状態は第４図ｆｈ）に示す。したがって従来のインバー
タ装置では、短絡防止時間の影響が太きい低周波数域で
の電流波形が歪んでしまい、誘導電動機（１９）に回転
ムラが発生してしまうという問題点があった。
状態は第４図ｆｈ）に示す。したがって従来のインバー
タ装置では、短絡防止時間の影響が太きい低周波数域で
の電流波形が歪んでしまい、誘導電動機（１９）に回転
ムラが発生してしまうという問題点があった。
この発明はかかる課題を解決するためになされたもので
、低周波数域での電流波形の歪みを矯正し、誘導電動機
の回転ムラを無くすインバータ装置を得ることを目的と
する。
、低周波数域での電流波形の歪みを矯正し、誘導電動機
の回転ムラを無くすインバータ装置を得ることを目的と
する。
［課題を解決するための手段〕
この発明に係るインバータ装置は、直列接続された対を
なすスイッチング素子で構成され、直流を交流に変換す
るインバータ部と、上記インバータ部の対をなすスイッ
チング素子をタイムラグＴｄを持たせて交互に制御する
インバータ制御部と。
なすスイッチング素子で構成され、直流を交流に変換す
るインバータ部と、上記インバータ部の対をなすスイッ
チング素子をタイムラグＴｄを持たせて交互に制御する
インバータ制御部と。
上記インバータ部の交流出力である相電圧を検出し、信
号絶縁して上記インバータ制御部へ帰還する相電圧帰還
手段とを備え、上＝己相電圧帰還手段は入力信号を絶縁
して出力する信号絶縁手段と、上記対をなす各イツチン
グ素子のオン、オフに基づく上記相電圧を検出し、上記
相電圧が直流入力電圧の略％に達したら上記信号絶縁手
段へ入力信号を与える信号供給手段とを有したものであ
る。
号絶縁して上記インバータ制御部へ帰還する相電圧帰還
手段とを備え、上＝己相電圧帰還手段は入力信号を絶縁
して出力する信号絶縁手段と、上記対をなす各イツチン
グ素子のオン、オフに基づく上記相電圧を検出し、上記
相電圧が直流入力電圧の略％に達したら上記信号絶縁手
段へ入力信号を与える信号供給手段とを有したものであ
る。
〔作用１
この発明における相電圧帰還手段を構成する信号供給手
段は、スイッチング素子のオン、オフに基づく相電圧を
検出し、相電圧が直流入力電圧の略％に達したら信号絶
縁手段へ入力信号を与え。
段は、スイッチング素子のオン、オフに基づく相電圧を
検出し、相電圧が直流入力電圧の略％に達したら信号絶
縁手段へ入力信号を与え。
信号絶縁手段は入力信号を絶縁して出力する。
［実施例］
第１図、第２図はこの発明の一実施例によるインバータ
装置に係り、第１図はインバータ装置の構成を示す図、
第２図は動作を示す図である。
装置に係り、第１図はインバータ装置の構成を示す図、
第２図は動作を示す図である。
第１図において、（１）〜（７１、（１０１〜（１２）
、（１５）〜ｆ１７１． ｆ１９１ は上記従来装置と
同一であり説明を省略する。
、（１５）〜ｆ１７１． ｆ１９１ は上記従来装置と
同一であり説明を省略する。
（８１（９１は下スイッチング素子（５）に並列接続し
た分圧抵抗であり、この分圧抵抗ｆ８１ ｆ９１は直列
に接続されている。
た分圧抵抗であり、この分圧抵抗ｆ８１ ｆ９１は直列
に接続されている。
（１３）は信号供給手段となるシャントレギュレータで
フォトカブラ（１１）の入力端に直列に挿入接続され、
その制御線が上記直列接続された分圧抵抗（８）（９）
との中間部に接続されている。
フォトカブラ（１１）の入力端に直列に挿入接続され、
その制御線が上記直列接続された分圧抵抗（８）（９）
との中間部に接続されている。
そして分圧抵抗［８１Ｆ９１、電流制限抵抗＋１０１
ｆ１２１、フォトカブラ（１１）およびシャントレギュ
レータ（１３）とによって相電圧帰還手段となる検出回
路（１４Ａｌが形成される。なお、短絡防止時間補正手
段（１５）、短絡防止時間作成手段（１６）、出力回路
（１７）によって、上記スイッチング素子［４１（５１
をタイムラグＴｄを持たせて交互に制御するインバータ
制御部（２０）を構成する。
ｆ１２１、フォトカブラ（１１）およびシャントレギュ
レータ（１３）とによって相電圧帰還手段となる検出回
路（１４Ａｌが形成される。なお、短絡防止時間補正手
段（１５）、短絡防止時間作成手段（１６）、出力回路
（１７）によって、上記スイッチング素子［４１（５１
をタイムラグＴｄを持たせて交互に制御するインバータ
制御部（２０）を構成する。
また、スイッチング素子［４） ｆ５１、フライホイー
ルダイオードｆ６） ｆ７１ および検出回路（１４
Ａ）とによってインバータ部ｆ１８Ａ）を形成する。
ルダイオードｆ６） ｆ７１ および検出回路（１４
Ａ）とによってインバータ部ｆ１８Ａ）を形成する。
次に動作について説明する。
上記のように構成されたインバータ装置においては、ス
イッチング素子ｆ４１ （５＋をインバータ制御部（２
０）によってタイムラグＴｄを持たせて交互にＰＷＭ制
御する。そして上記インバータ部（１８Ａ）の交流出力
である相電圧を検出回路＋１４Ａ）により検出し、信号
絶縁を行なってインバータ制御部（２０）へ帰ｙする。
イッチング素子ｆ４１ （５＋をインバータ制御部（２
０）によってタイムラグＴｄを持たせて交互にＰＷＭ制
御する。そして上記インバータ部（１８Ａ）の交流出力
である相電圧を検出回路＋１４Ａ）により検出し、信号
絶縁を行なってインバータ制御部（２０）へ帰ｙする。
即ち、この検出回路（１４＾）は上記スイッチング素子
（４） （５１のオン、オフに基づく上記相電圧を検出
し、上記相電圧が直流入力電圧の略号に達したらシャン
トレギュレータ（１３）をオンしてフォトカブラ（１１
）に入力信号を与える。
（４） （５１のオン、オフに基づく上記相電圧を検出
し、上記相電圧が直流入力電圧の略号に達したらシャン
トレギュレータ（１３）をオンしてフォトカブラ（１１
）に入力信号を与える。
そして、信号絶縁されたフォトカブラ（１１）の出力信
号をインバータ制御部（２０）へ帰還する。
号をインバータ制御部（２０）へ帰還する。
短絡°防止期間Ｔｄで相電圧の電位が確立せず不安定電
位となっても（第２図（ｄ））、上スイッチング素子（
４）及び下スイッチング素子（５）のオン、オフを直流
電圧値の半分の値で検出しているため第２図（ｃ）のよ
うな信号となる。即ち相電圧■の値を分圧抵抗（８）及
び（９）により、分圧し、直流電圧の半分の値となった
ときに下側分圧抵抗（９）の電圧■８がシャントレギュ
レータ（１３）のしきい値になるように設定することに
より、フォトカブラ（１１）をオンさせ、インバータ部
（１８Ａ）の出力回路から絶縁された信号を検出回路（
１４Ａ）から出力させる。このように直流電圧値の半分
の値で相電圧Ｖｕの値を検出すると、短絡防止期間Ｔｄ
における電圧のふらつきは平均化されて検出され、検出
回路ｆ１４ＡＩ は偏った信号を出力することはない。
位となっても（第２図（ｄ））、上スイッチング素子（
４）及び下スイッチング素子（５）のオン、オフを直流
電圧値の半分の値で検出しているため第２図（ｃ）のよ
うな信号となる。即ち相電圧■の値を分圧抵抗（８）及
び（９）により、分圧し、直流電圧の半分の値となった
ときに下側分圧抵抗（９）の電圧■８がシャントレギュ
レータ（１３）のしきい値になるように設定することに
より、フォトカブラ（１１）をオンさせ、インバータ部
（１８Ａ）の出力回路から絶縁された信号を検出回路（
１４Ａ）から出力させる。このように直流電圧値の半分
の値で相電圧Ｖｕの値を検出すると、短絡防止期間Ｔｄ
における電圧のふらつきは平均化されて検出され、検出
回路ｆ１４ＡＩ は偏った信号を出力することはない。
〔発明の効果１
この発明は以上説明した通り、スイッチング素子のオン
、オフを直流入力電圧の略％で検出するようにしたので
、低周波数域での電流波形の歪みを矯正し、誘導電動機
の回転ムラをなくすという効果がある。
、オフを直流入力電圧の略％で検出するようにしたので
、低周波数域での電流波形の歪みを矯正し、誘導電動機
の回転ムラをなくすという効果がある。
第１図、第２図はこの発明の一実施例に係り、第１図は
インバータ装置の構成を示す図、第２図は動作を示す図
、第３図、第４図は従来のインバータ装置に係り、第３
図はインバータ装置の構成を示す図、第４図は動作を示
す図である。 図において、（２）はコンバーク部、（３）は平滑部、
（４）は上スイッチング素子、（５） は下スイッチン
グ素子、（８＋ ４９１は分圧抵抗、（１１）は信号絶
縁手段（フォトカブラ） 、 ｆ１３＋は信号供給手
段（シャントレギュレータ） 、 ［Ａ）は相電圧帰
還手段（検出回路） 、 （１８Ａｌ はインパーク
部、（２０）はインバータ制御部である。 なお、 図中。 同一符号は同一、 または相当部分 を示す。
インバータ装置の構成を示す図、第２図は動作を示す図
、第３図、第４図は従来のインバータ装置に係り、第３
図はインバータ装置の構成を示す図、第４図は動作を示
す図である。 図において、（２）はコンバーク部、（３）は平滑部、
（４）は上スイッチング素子、（５） は下スイッチン
グ素子、（８＋ ４９１は分圧抵抗、（１１）は信号絶
縁手段（フォトカブラ） 、 ｆ１３＋は信号供給手
段（シャントレギュレータ） 、 ［Ａ）は相電圧帰
還手段（検出回路） 、 （１８Ａｌ はインパーク
部、（２０）はインバータ制御部である。 なお、 図中。 同一符号は同一、 または相当部分 を示す。
Claims (1)
- 直列接続された対をなすスイッチング素子で構成され、
直流を交流に変換するインバータ部と、上記インバータ
部の対をなすスイッチング素子をタイムラグＴｄを持た
せて交互に制御するインバータ制御部と、上記インバー
タ部の交流出力である相電圧を検出し、信号絶縁して上
記インバータ制御部へ帰還する相電圧帰還手段とを備え
、上記相電圧帰還手段は入力信号を絶縁して出力する信
号絶縁手段と、上記対をなすスイッチング素子のオン、
オフに基づく上記相電圧を検出し、上記相電圧が直流入
力電圧の略１／２に達したら上記信号絶縁手段へ入力信
号を与える信号供給手段とを有することを特徴とするイ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2171781A JPH0469066A (ja) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2171781A JPH0469066A (ja) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0469066A true JPH0469066A (ja) | 1992-03-04 |
Family
ID=15929566
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2171781A Pending JPH0469066A (ja) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0469066A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1065994C (zh) * | 1997-10-23 | 2001-05-16 | 三菱电机株式会社 | 永久磁铁型同步电动机的控制装置 |
| WO2009004888A1 (ja) * | 2007-07-02 | 2009-01-08 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | インバータ装置とその出力電圧検出方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0246176A (ja) * | 1988-08-08 | 1990-02-15 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置の出力電圧検出回路 |
| JPH02129562A (ja) * | 1988-11-09 | 1990-05-17 | Mitsubishi Electric Corp | 出力電圧検出回路 |
-
1990
- 1990-06-29 JP JP2171781A patent/JPH0469066A/ja active Pending
Patent Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
| JPH0246176A (ja) * | 1988-08-08 | 1990-02-15 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置の出力電圧検出回路 |
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| JP5093692B2 (ja) * | 2007-07-02 | 2012-12-12 | 株式会社安川電機 | インバータ装置とその出力電圧検出方法 |
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