JPH0473650B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

（産業上の利用分野） 本発明は、２線双方向データ伝送を実現するた
めの、正負送出パルスの非対称成分除去可能なエ
コー除去方法及び装置に関する。 （従来技術とその問題点） ペア線を用いて２線双方向データ伝送を実現す
るための公知の技術としてエコーキヤンセラが知
られている。エコーキヤンセラは適応型デイジタ
ルフイルタを用いて、エコーのインパルス応答の
長さ分の送出データ系列に対応した擬似エコー
（エコーレプリカ）を生成することにより、エコ
ーを抑圧するように動作する。この時、適応型デ
イジタルフイルタの各タツプ係数は、エコーから
エコーレプリカを差引いた誤差信号と送出データ
との相関をとることにより遂次修正される。今、
ベースバンドデータ伝送を対象とすると、伝送路
符号としては一般に、AMI（Altenate Mark
Inversion）符号やバイフエーズ符号等のように
直流バランスの良いものが用いられる。例えば
AMI符号では、ユニポーラ／バイポーラ変換に
おいて、バイナリの値が“０”の時には０レベル
を出力し、“１”の時には＋Ｖレベルと−Ｖレベ
ル（但しＶ＞０）のパルスを交互に出力するよう
に割当てられている。＋Ｖレベルの正パルスと−
Ｖレベルの負パルスのパルス波形は理想的には対
称となるべきであるが、現実にはわずかに対称正
がくずれている。この時、正負パルス波形の対称
性を前提条件としている従来の適応型デイジタル
フイルタを用いたエコーキヤンセラでは、この正
負パルスの非対称成分の存在が残留エコーレベル
増大の要因となり、所望のエコー抑圧度を得るこ
とが不可能となる。即ち、アダプテイブ・デイジ
タルフイルタの第ｎタツプ目の係数の収束に注目
すると、これに対応する時点のエコーのインパル
ス応答の大きさを正パルスに対し＋V′、負パル
スに対し、−（V′＋β）と仮定すれば（ただしβ
≠）、第ｎタツプ目の係数は｛V′＋（V′＋β）｝／
２＝V′＋β／２に収束することになる。従つて、
第ｎタツプ目の係数はβ／２の誤差を生じること
になる。この事実は、すべてのタツプ係数につい
て言えるから、送出パルスが正負非対称である
と、残留エコーレベルが増大し、所望のエコー抑
圧度を得ることが不可能となる。例えば局と加入
者の間に敷設されている電話用ペア線を利用して
ベースバンド・データ伝送を実現する際には、エ
コー抑圧度として50dB程度が要求される。50dB
のエコー抑圧度を得るためには、正負パルスの対
称性を、99.997％以上の精度で実現する必要があ
る。このような高精度の対称性をもつ正負パルス
の発生回路を実現するには、複雑な回路を必要と
し、回路の調整個所も多い。従つて回路規模が増
大すると共に、回路調整に多大な工数を必要とす
るから、コストが増大するという欠点をもつてい
た。 （発明の目的） 本発明の目的は、回路規模が小さくかつ回路調
整の不要なエコーキヤンセラの正負パルス非対称
成分除去の方法及び装置を提供することにある。
即ち、パルス発生回路に於いて、実現容易性を考
えて、発生する正負パルスの対称性の精度を99％
程度となることを許容する。このような条件の下
では、従来のエコーキヤンセラ装置ではエコーを
除去した後の残留エコーが大きく、所用のエコー
抑圧度を得ることができない。そこで、本発明で
は、正負パルスの非対称性を考慮に入れて疑似エ
コーを発生させることにより所望のエコー抑圧度
を得ることを目的としている。 （発明の構成） 本発明によれば２線／４線変換回路の４線側に
て送信回路から受信回路へ漏れ込むエコーを、複
数タツプのアダプテイブ・フイルタにより発生さ
れる疑似エコーを用いて抑圧するエコー除去の方
法であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
の遅延を与える複数個の第１のタツプ出力と、前
記送信回路にて前記送信データに基づき発生され
た出力パルスの極性を表わす極性信号を受け該送
信データ周期単位の複数の遅延を与える複数個の
第２のタツプ出力とを受け、複数個のタツプ係数
を発生すると共に、各々の該タツプ係数とこれに
対応する前記複数個の第１のタツプ出力との積を
総和して前記疑似エコーを求める際に、 前記タツプ係数の発生において、前記第２のタ
ツプ出力を受け前記極性信号のいずれか一方に対
応する第１のタツプ係数を保持し、前記第２のタ
ツプ出力を受け他方の前記極性信号に対応した補
正係数を保持し、前記第１のタツプ係数と前記補
正係数とを加算して第２のタツプ係数を得た後、
前記第２のタツプ出力を受け前記第１あるいは第
２のタツプ係数のいずれか一方を選択して前記タ
ツプ係数を発生し、 前記疑似エコーと受信信号との差信号を求め、
該差信号の極性と前記疑似エコーの極性との相関
値に基づき、 該相関値が予め定められた値よりも小さい場合
には、前記差信号と前記第１のタツプ出力との相
関をとり前記保持された第１のタツプ係数並びに
前記保持された補正係数を前記極性信号に対応さ
せてそれぞれ個別に適応化すると共に、前記相関
値が予め定められた値以上の場合には、前記保持
された補正係数の適応化を停止することを特徴と
するエコー除去方法が得られる。 また、本発明によれば２線／４線変換回路の４
線側にて送信回路から受信回路へ漏れ込むエコー
を、複数タツプのアダプテイブ・フイルタにより
発生される疑似エコーを用いて抑圧するエコー除
去装置であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
の遅延を与える複数個の第１のタツプ付き遅延回
路と、前記送信回路にて前記送信データに基づき
発生された出力パルスの極性を表わす極性信号を
受け該送信データ周期単位の複数の遅延を与える
第２のタツプ付き遅延回路と、前記第１及び第２
のタツプ付き遅延回路の各々の同一タツプ位置の
出力を受ける複数個のタツプ係数発生回路と、該
タツプ係数発生回路の出力と前記第１のタツプ付
き遅延回路のタツプ出力との積を得るための複数
個の積回路と、該複数個の積回路の出力を加算し
て前記疑似エコーを得るための加算器と、前記疑
似エコーと受信信号との差信号を得るための減算
器と、該差信号の極性と前記疑似エコーの極性と
の相関値を得るための相関器と、該相関器の出力
を受け予め定められた値との大小を比較しその結
果を前記複数個のタツプ係数発生回路に供給する
ための判定回路を備え、 前記タツプ係数発生回路において、前記第２の
タツプ付き遅延回路のタツプ出力を受け前記極性
信号のいずれか一方に対応する第１のタツプ係数
を保持する手段と、前記第２のタツプ付き遅延回
路のタツプ出力を受け他方の前記極性信号に対応
した補正係数を保持する手段と、前記第１のタツ
プ係数と前記補正係数とを加算して第２のタツプ
係数を得る手段と、 前記第２のタツプ付き遅延回路のタツプ出力を
受け前記第１あるいは第２のタツプ係数のいずれ
か一方を選択して前記タツプ係数発生回路の出力
とする手段と、前記判定回路が前記相関器の出力
を予め定められた値より小さいと判定した場合に
は、前記差信号と前記第１のタツプ付き遅延回路
との相関をとり前記第１のタツプ係数を保持する
手段より得られた第１のタツプ係数並びに前記補
正係数を保持する手段より得られた補正係数を前
記極性信号に対応させてそれぞれ個別に適応化す
る手段を有すると共に、前記判定回路が前記相関
器の出力を予め定められた値以上であると判定し
た場合、前記補正係数を保持する手段より得られ
た補正係数の適応化を停止することを特徴とする
エコー除去装置が得られる。 （実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明
する。 第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。今、第１図に示す回路は、２線伝送路１
６を介して対向で接続されているものとする。加
入者ケーブルを対象とすれば、一方は局側に、他
方は加入者側に設置されている。ここでは、説明
を簡単にするために、ベースバンドデータ伝送を
仮定し、第１図を加入者側回路として説明する。
また、第１図に示す本発明の一実施例では伝送路
符号としてAMI符号を対象として説明するが、
後述のように本発明は他の伝送路符号に対しても
適用可能である。 第１図において、入力端子１に供給される２値
符号系列１２は、送信回路である符号変換回路３
及びアダプテイブ・デイジタルフイルタ（ADF）
６に入力される。符号変換回路３では、２値符号
をAMI符号に変換して出力する。即ち２値符号
“０”は、零レベルを出力し、２値符号“１”は
正のパルスと負のパルスを“１”の生起順に交互
に出力するような機能をもつ。この時、２値符号
“１”に対し、正のパルスが出力されたかあるい
は負のパルスが出力されたかの情報を２値で示し
た符号ビツト１３は、アダプテイブデイジタルフ
イルタ６に供給される。ここで符号ビツトの値
“０”及び“１”はそれぞれ正パルス及び負パル
スに対応に対応しているものと仮定する。また正
及び負パルスのパルス幅は通常Ｔ／２が選ばれ
る。ここにＴは２値符号系列１２のデータレート
であり、単位は秒とする。符号変換回路３の出力
は、ハイブリツド・トランス（HYB）４を介し
て２線伝送路１６に送出される。一方局側から送
出された信号は、２線伝送路１６及びハイブリツ
ド・トランス４を介して低減通過フイルタ
（LPF）５に入力される。ここでハイブリツド・
トランス４において回路不全あるいはインピーダ
ンスの不整合等の原因により符号変換回路３の出
力信号がエコーとなつて、ハイブリツド・トラン
ス４の出力に現われる。即ち、低減通過フイルタ
５の入力信号としては受信信号とエコーが混在し
た混在信号となつている。低減通過フイルタ５
は、所要帯域以外の高域に存在する雑音を除去す
る役目を果す。アダプテイブ・デイジタルフイル
タ６、Ｄ／Ａコンバータ（DAC）７、減算器８、
サンプルホールド回路（SH）９、Ａ／Ｄコンバ
ータ（ADC）１０、及び定数2αを掛けるための
乗算器１７から成る閉ループ回路は、適応的にエ
コーレプリカ１５を生成することにより、低減通
過フイルタ５の出力である混在信号に含まれてい
るエコー成分を抑圧するように動作する。ここ
で、アダプテイブ・デイジタルフイルタ６は、
Ａ／Ｄコンバータ１０の出力に定数2αの重みづ
けを施した誤差信号１４のレベルを小さくするよ
うに適応動作を行なう。一方、アダプテイブ・デ
イジタルフイルタ６の出力信号であるエコーレプ
リカ１５の符号ビツト１８と、Ａ／Ｄコンバータ
１０の出力の符号ビツト１９は共に相関器２０に
供給され、両方の入力信号の相関が計算される。
相関器２０の出力は、判定回路２１を介し、判定
出力２２となり、アダプテイブ・デイジタルフイ
ルタ６に供給される。 判定回路２２では、入力として供給される符号
の絶対値がある定めらた値よりも小さい場合には
“１”を、大きい場合には“０”を出力するよう
な機能を果す。従つて判定出力２２は、２値の値
である。アダプテイブ・デイジタルフイルタ６に
おける判定出力２２の役割については後で詳細に
説明する。第１図ではAMI符号を仮定しており、
その信号帯域はほぼ１／ＴHzとみなせるから、ア
ダプテイブ・デイジタルフイルタ６のサンプリン
グ周波数は２／ＴHzとすればよい。これに伴い、
Ｄ／Ａコンバータ７、サンプルホールド回路９及
びＡ／Ｄコンバータ１０のサンプリング周波数も
２／ＴHzとする必要がある。アダプテイブ・デイ
ジタルフイルタ６が収束状態にある時、サンプル
ホールド回路９の出力では、エコー信号は、受信
信号に比べて十分抑圧されており、受信回路１１
に供給される。受信回路１１では、線路損失の補
償を行なつた後、識別回路に入力され、AMI符
号は２値符号に変換されて出力端子２に現われ
る。次にアダプテイブ・デイジタルフイルタ６に
ついて詳細に説明する。 第２図は、第１図のアダプテイブ・デイジタル
フイルタ６の一構成例を示したブロツク図であ
る。同図において、参照数字１００′で示す点線
で囲まれた部分と参照数字１００″で示す点線で
囲まれた部分とは全く同一の機能ブロツクを持つ
ているものとする。参照数字１４，１５及び２２
は、第１図の同一の参照数字で示す信号に対応し
ており、それぞれ誤差信号、エコーレプリカ及び
判定出力を示す。ここで誤差信号１４及びエコー
レプリカ１５のサンプリング周波数は共に２／Ｔ
Hzである。従つて第２図に示すスイツチにより誤
差信号１４は、サンプリング周波数が１／ＴHzの
２つの誤差信号１４′及び１４″に分解される。こ
れに対し、サンプリング周波数１／ＴHzの２個の
エコーレプリカ１５′及び１５″はスイツチにより
インタリーブされてサンプリング周波数２／ＴHz
のエコーレプリカ１５となる。第２図の例では、
Ｎ（正の整数）タツプのトランスバーサルフイル
タを示している。ここでＮは、エコーのインパル
ス応答長により定まる。整数値である。参照数字
１００′と１００″は同等の機能を有しているの
で、ここでは参照数字１００′の部分に注目して
その動作を説明する。フイルタの各タツプ係数
は、係数発生回路１５１，１５２，…，１５Ｎ−
１１５Ｎにて生成される。第２図に示す２値符号
系列１２１及び符号ビツト１３１はそれぞれ第１
図の参照数字１２及び１３に対応しており、それ
ぞれＴ秒の遅延を与える遅延素子１０１及び１１
１に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１
０１，１０３，…，１０Ｎ−１は、この順に直列
に接続されており、入力及び各タツプ出力である
Ｎ個の２値符号系列１２ｉ（ｉ＝１、２、…、Ｎ）
は、符号付データ発生回路１８ｉに供給される。
同様に、Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１１１，１
１２，…，１１Ｎ−１もこの順に直列接続されて
おり、入力及び各タツプ出力であるＮ個の符号ビ
ツト１３ｉ（ｉ＝１、２、…、Ｎ）はそれぞれ符
号付データ発生回路１８ｉ及び係数発生回路１５
ｉに供給される。ここで符号付データ発生回路１
８ｉは、２値符号系列１２ｉ及び符号ビツト１３
ｉより、符号付データ１９ｉを発生するための回
路である。前に仮定したように、符号ビツト１３
ｉの値“０”及び“１”はそれぞれ正及び負を示
しているから、符号付データ１９１は表１のよう
に表わされる。

【表】 一方、乗算器１４１，１４２，…，１４Ｎ−
１，１４Ｎの出力はすべて加算器１７０に供給さ
れエコーレプリカ１５′となりスイツチに供給さ
れる。また、誤差信号１４′は、係数発生回路１
５１，１５２，…，１５Ｎ−１，１５Ｎに供給さ
れている。さらに判定出力２２は、第１図の同一
番号の信号に対応しており、同様に、係数発生回
路１５１，１５２，…，１５Ｎ−１，１５Ｎに供
給されている。係数発生回路１５ｉ（但しｉ＝１、
２、…Ｎ）では、供給される４種の信号の値、即
ち符号付データ１９ｉ、符号ビツト１３ｉ、誤差
信号１４′及び判定出力２２基づき、係数が遂次
修正される。係数発生回路１５ｉにて得られた各
係数１６ｉは乗算器１４ｉにより符号付データ１
９ｉと乗算された後加算器１７０に供給される。
参照数字１００″で示すブロツクの動作は、参照
数字１００′で示すブロツクと全く同様であるが、
これらの位相はＴ／２秒だけずれていることに注
意する必要がある。次に係数発生回路１５ｉにつ
いて詳細に説明する。 第３図は、第２図の係数発生回路１５ｉの一構
成例を示したブロツク図である。同図において点
線で囲まれた部分が第２図の係数発生回路１５ｉ
に対応しており、さらにその入出力信号である誤
差信号１４′、符号付データ１９ｉ、符号ビツト
１３ｉ、判定出力２２及び係数１６ｉは、それぞ
れ第２図における同一番号の参照数字で示す信号
に対応している。第３図において、誤差信号１
４′と符号付データ１９ｉは乗算器２００により
乗算され、その乗算出力はアンド・ゲート６００
の一方の入力として供給されると同時にアンド・
ゲート６０１の一方の入力としても供給される。
一方、符号ビツト１３ｉは同時に入力される符号
付データ１９ｉの極性を示す信号であり、符号ビ
ツトが“０”の時は正、“１”の時は負に対応し
ているものと仮定している。符号ビツト１３ｉは
選択回路３００の選択信号として入力されると同
時にナンド・ゲート７００及びアンド・ゲート８
００に供給される。またアンド・ゲート８００の
出力はアンド・ゲート６０１の一方の入力として
供給されている。一方、判定出力２２は、ナン
ド・ゲート７００及びアンドゲート８００の一方
の入力として供給されている。さらにナンド・ゲ
ート７００の出力は、それぞれアンド・ゲート６
００の一方の入力として供給されている。ここで
Ｔ秒の遅延を与える遅延素子４００及び加算器５
００から成る閉ループ回路は、正のパルスに対応
した係数を発生するための回路であり、加算器５
００に供給されるアンドゲート６００の出力によ
り遂次修正が行なわれる。これに対し、Ｔ秒の遅
延を与える遅延素子４０１及び加算器５０１から
成る閉ループ回路は、負のパルスに対応した修正
係数を発生するための回路であり、加算器５０１
に供給されるアンド・ゲート６０１の出力により
遂次修正が行なわれる。さらに、遅延素子４００
の出力は加算器９００に供給される。加算器９０
０には遅延素子４０１の出力も供給されており、
遅延素子４００の出力値との和が計算される、こ
の和は、負のパルスに対応した係数を示しており
選択回路３００の一方の入力として供給される。
本発明の実施例によれば、遅延素子４００の出力
は送信の正パルスに対応したタツプ係数であり、
加算器９００の出力は送信の負パルスに対応した
タツプ係数となる。ここで、負パルスに対応した
タツプ係数は、正パルスに対応したタツプ係数の
値を補正することにより求めていることに本発明
の特徴がある。 次に第３図に示す判定出力２２の役割について
第１図を参照して詳細に説明する。第１図におい
て相関器２０の出力の絶対値について考えると、
アダプテイブ・デイジタルフイルタの収束過程に
おける値の方が、収束時における値よりも大き
い。なぜなら、収束過程では相関器に入力される
符号ビツト１８と符号ビツト１９とは強い相関を
もつが、収束時には両者の相関の度合は非常に小
さくなるからである。従つて、相関器２０の出力
の絶対値が、予め定められた値よりも小さい場合
には“１”を、大きい場合には“０”を出力する
ように、判定回路２１を構成すれば、判定出力２
２は、その値が“１”の場合には、エコーキヤン
セラが収束していることを意味し、“０”の場合
にはエコーキヤンセラが収束過程にあることを意
味することになる。今、第３図において判定出力
２２が“０”の場合、即ちエコーキヤンセラが収
束過程にある時、ナンド・ゲート７００の出力は
“１”となるから乗算器２００の出力は、アン
ド・ゲート６００を介して加算器５００に直接供
給される。従つて、遅延素子４００及び加算器５
００から成る閉回路ループでは、符号ビツト１３
ｉの値に関係なく適応化が行なわれる。これに対
し、アンド・ゲート６０１の出力は“０”であ
り、従つて加算器５０１の入力の一方は“０”と
なるから、遅延素子４０１及び加算器５０１から
成る閉ループ回路では、適応化が停止状態にな
る。例えば遅延素子４０１の初期値を零とすれ
ば、選択回路３００の一方の入力として供給され
る加算器９００の出力値は、選択回路３００の他
方の入力として供給される遅延素子４００の出力
値と同一の値となる。従つて、係数１６ｉの値
は、選択信号として入力される符号ビツト１３ｉ
の値“０”又は“１”に無関係となる。従つてエ
コーキヤンセラが収束時にある時には、正負パル
スの区別なく収束が行なわれる。次に、エコーキ
ヤンセラの収束が進むと判定出力２２が“０”か
ら“１”に変化する。この時、アンド・ゲート６
００及びナンド・ゲート７００から成る論理回路
では、符号ビツト１３ｉが“０”即ち正のパルス
に対してのみアンド・ゲート６００の出力が意味
を持つから、前述のように遅延素子４００及び加
算器５００から成る閉ループ回路では正のパルス
に対してのみ適応化が行なわれる。また、判定出
力２２が“１”の時、アンド・ゲート６０１及び
８００から成る論理回路では、符号ビツト１３ｉ
が“１”即ち負のパルスに対してのみアンド・ゲ
ート６０１の出力が意味をもつから、前述のよう
に遅延素子４０１及び加算器５０１から成る閉ル
ープ回路では負のパルスに対してのみ適応化が行
なわれる。選択回路３００では、選択信号として
入力される符号ビツト１３ｉの値に応じて、符号
ビツト１３ｉが“０”の時は遅延素子４００の出
力が選択されて係数１６ｉとして現われる。また
符号ビツト１３ｉが“１”の時は、加算器９００
の出力が選択されて係数１６ｉとして現われる。
なお、遅延素子４０１及び加算器５０１から成る
閉ループ回路は、正負送出パルスの非対称成分を
補正する値を生成する役目を果たしており、負パ
ルスに対応したタツプ係数は、正パルスに対応し
たタツプ係数にこの補正値を加えることにより得
る。 以上詳細に述べたように、係数発生回路１５ｉ
において、送出パルスの一方の極性に対応した第
１の係数と、他方の極性に対応した補正係数をも
ち、各々の適応化の方法をエコーキヤンセラの収
束の程度により切換えることができるから、収束
時間を徒に長くすることなく、正負パルスの非対
称性に起因するエコー抑圧度の劣化を解決でき
る。 なお、本発明の実施例では、伝送路符号として
AMI符号を仮定して説明したが、バイ・フエー
ズ符号の様な２値符号に対しても、本発明は有効
である。この場合、例えば次のように実施例を変
形すれば実現できる。第１図においてアダプテイ
ブ・デイジタルフイルタに入力される信号のうち
２値符号系列１２を省略する。これに伴い第２図
において信号１２１が不要となるから、遅延素子
１０１，１０２，…，１０Ｎ−１を省略する。従
つて、符号付データ発生器１７１，１７２，…，
１７Ｎを省略すると同時に、符号付データ１９ｉ
は、符号ビツト１３ｉと同一のものを用いる。同
様に第３図において符号付データ１９ｉは、符号
ビツト１３ｉと同一のものを用いる。最後に、ア
ダプテイブ・デイジタルフイルタ６のサンプリン
グ速度を採用された伝送略符号の信号帯域に応じ
て変化させるのに対応し、第２図に示す点線で示
した回路を必要な数だけ用意すればよい。以上の
変形操作を施すことにより、本発明をバイ・フエ
ーズ符号のような２値符号に対しても適用できる
ことは明らかである。 第１図に示す本発明の一実施例において受信回
路１１の機能の一部である線路損失補償機能を、
低減通過フイルタ５と加算器８の間に挿入するこ
とも可能である。またＡ／Ｄコンバータ１０のビ
ツト数を１ビツトにすることも、もちろん可能で
ある。さらに、サンプルホールド回路９を受信回
路１１の直前に配置することも可能である。また
サンプルホールド回路９を省略する代わりに、
Ｄ／Ａコンバータ７と減算器８の間に低減通過フ
イルタを挿入することもできる。さらにまた、ア
ダプテイブ・デイジタルフイルタ６をアダプテイ
ブ・アナログフイルタに置換えることも可能であ
る。この場合、Ｄ／Ａコンバータ７、サンプルホ
ールド回路９及びＡ／Ｄコンバータ１０は省略さ
れる。 （発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれば、ア
ダプテイブ・フイルタの各タツプ係数として、送
出パルスの一方の極性に対応した第１の係数と、
他方の極性に対応した補正係数を用意し、各々の
適応化の方法をエコーキヤンセラの収束の度合に
応じて切換えることにより、収束時間を徒に長く
することなく、正負パルスの非対称性に起因する
エコー抑圧度の劣化を防ぐことができる。従つ
て、正負パルスの発生に複雑な回路を必要としな
いから回路規模が小さくかつ回路調整の不要なエ
コーキヤンセラを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。同図において、参照数字１及び２はそれ
ぞれ入力端子及び出力端子、参照数字３は符号変
換回路、参照数字４はハイブリツド・トランス、
参照数字５は低減通過フイルタ、参照数字６はア
ダブテイブ・デイジタルフイルタ、参照数字７は
Ｄ／Ａコンバータ、参照数字８は減算器、参照数
字９はサンプルホールド回路、参照数字１０は
Ａ／Ｄコンバータ、参照数字１１は受信回路、参
照数字１２は２値符号系列、参照数字１３は符号
ビツト参照数字１４は誤差信号、参照数字１５は
擬似エコー、参照数字１６は２線伝送路、参照数
字１７は乗算器、参照数字１８及び１９は共に符
号ビツト、参照数字２０は相関器、参照数字２１
は判定回路、参照数字２２は判定出力をそれぞれ
示す。 第２図は、第１図のアダプテイブ・デイジタル
フイルタ６の一構成例を示す詳細ブロツク図であ
り、参照数字１０ｊ及び１１ｊ（但しｊ＝１、２、
…、Ｎ−１）は遅延素子、参照数字１４ｉ（但し
ｉ＝１、２、…Ｎ）は乗算器、参照数字１５ｉは
係数発生回路、参照数字１７０は加算器、参照数
字１８ｉは符号付データ発生回路をそれぞれ示
す。 第３図は、第２図における係数発生回路１５ｉ
の詳細ブロツクを示したものであり、参照数字２
００は乗算器、参照数字３００は選択回路、参照
数字４００及び４０１は遅延素子、参照数字５０
０及び５０１は加算器、参照数字６００，６０１
及び８００はアンド・ゲート、参照数字７００は
ナンド・ゲート、参照数字９００は加算器をそれ
ぞれ示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路か
   ら受信回路へ漏れ込むエコーを、複数タツプのア
   ダプテイブ・フイルタにより発生される疑似エコ
   ーを用いて抑圧するエコー除去の方法であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
   の遅延を与える複数個の第１のタツプ出力と、前
   記送信回路にて前記送信データに基づき発生され
   た出力パルスの極性を表わす極性信号を受け該送
   信データ周期単位の複数の遅延を与える複数個の
   第２のタツプ出力とを受け、複数個のタツプ係数
   を発生すると共に、各々の該タツプ係数とこれに
   対応する前記複数個の第１のタツプ出力との積を
   総和して前記疑似エコーを求める際に、 前記タツプ係数の発生において、前記第２のタ
   ツプ出力を受け前記極性信号のいずれか一方に対
   応する第１のタツプ係数を保持し、前記第２のタ
   ツプ出力を受け他方の前記極性信号に対応した補
   正係数を保持し、前記第１のタツプ係数と前記補
   正係数とを加算して第２のタツプ係数を得た後、
   前記第２のタツプ出力を受け前記第１あるいは第
   ２のタツプ係数のいずれか一方を選択して前記タ
   ツプ係数を発生し、 前記疑似エコーと受信信号との差信号を求め、
   該差信号の極性と前記疑似エコーの極性との相関
   値に基づき、 該相関値が予め定められた値よりも小さい場合
   には、前記差信号と前記第１のタツプ出力との相
   関をとり前記保持された第１のタツプ係数並びに
   前記保持された補正係数を前記極性信号に対応さ
   せてそれぞれ個別に適応化すると共に、前記相関
   値が予め定められた値以上の場合には、前記保持
   された補正係数の適応化を停止することを特徴と
   するエコー除去方法。 ２ ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路か
   ら受信回路へ漏れ込むエコーを、複数タツプのア
   ダプテイブ・フイルタにより発生される疑似エコ
   ーを用いて抑圧するエコー除去装置であつて、 送信データを受け該送信データ周期単位の複数
   の遅延を与える第１のタツプ付き遅延回路と、前
   記送信回路にて前記送信データに基づき発生され
   た出力パルスの極性を表わす極性信号を受け該送
   信データ周期単位の複数の遅延を与える第２のタ
   ツプ付き遅延回路と、前記第１及び第２のタツプ
   付き遅延回路の各々の同一タツプ位置の出力を受
   ける複数個のタツプ係数発生回路と、該タツプ係
   数発生回路の出力と前記第１のタツプ付き遅延回
   路のタツプ出力との積を得るための複数個の積回
   路と、該複数個の積回路の出力を加算して前記疑
   似エコーを得るための加算器と、前記疑似エコー
   と受信信号との差信号を得るための減算器と、該
   差信号の極性と前記疑似エコーの極性との相関値
   を得るための相関器と、該相関器の出力を受け予
   め定められた値との大小を比較しその結果を前記
   複数個のタツプ係数発生回路に供給するための判
   定回路を備え、 前記タツプ係数発生回路において、前記第２の
   タツプ付き遅延回路のタツプ出力を受け前記極性
   信号のいずれか一方に対応する第１のタツプ係数
   を保持する手段と、前記第２のタツプ付き遅延回
   路のタツプ出力を受け他方の前記極性信号に対応
   した補正係数を保持する手段と、前記第１のタツ
   プ係数と前記補正係数とを加算して第２のタツプ
   係数を得る手段と、 前記第２のタツプ付き遅延回路のタツプ出力を
   受け前記第１あるいは第２のタツプ係数のいずれ
   か一方を選択して前記タツプ係数発生回路の出力
   とする手段と、前記判定回路が前記相関器の出力
   を予め定められた値より小さいと判定した場合に
   は、前記差信号と前記第１のタツプ付き遅延回路
   との相関をとり前記第１のタツプ係数を保持する
   手段より得られた第１のタツプ係数並びに前記補
   正係数を保持する手段より得られた補正係数を前
   記極性信号に対応させてそれぞれ個別に適応化す
   る手段を有すると共に、前記判定回路が前記相関
   器の出力を予め定められた値以上であると判定し
   た場合、前記補正係数を保持する手段より得られ
   た補正係数の適応化を停止することを特徴とする
   エコー除去装置。