JPH05218759A - 補聴器用ｄ級ｂｉｃｍｏｓ出力増幅器 - Google Patents

補聴器用ｄ級ｂｉｃｍｏｓ出力増幅器

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JPH05218759A
JPH05218759A JP4256681A JP25668192A JPH05218759A JP H05218759 A JPH05218759 A JP H05218759A JP 4256681 A JP4256681 A JP 4256681A JP 25668192 A JP25668192 A JP 25668192A JP H05218759 A JPH05218759 A JP H05218759A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 補聴器用の出力増幅器として、バイポーラと
相補型金属酸化膜半導体技術により、バイポーラ素子と
ＣＭＯＳ素子を同一のシリコン基板上に形成することに
より、バッテリの内部インピーダンスの広い範囲にわた
って、安定した動作を保証する。 【構成】 内部回路の主要な部分にはバイポーラ素子を
使用し、出力でトランスデューサを駆動する出力回路に
は、ＣＭＯＳインバータを使用する。バッテリ線から電
力を供給される電圧レギュレータを使用して大部分の内
部回路に電力を供給し、残りのＣＭＯＳ出力ドライバと
レベル変換器の一部のみはこのバッテリ線から直接電力
を供給する。回路のバイポーラ前端部のブロックは低電
圧のバイポーラの設計技術を使用して設計し、これを内
部電圧レギュレータによって発生される１ボルトのレベ
ルで動作する。この電圧レギュレータはバイポーラのベ
ース‐エミッタの基準電圧を使用し、これによって、そ
の出力電圧が温度と処理の変化に対するバイポーラ回路
の空間的な要求に追従するすることを保証する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、補聴器用Ｄ級ＢＩＣ
ＭＯＳ出力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】製造技術と回路設計技術の発達に伴っ
て、補聴器装置は寸法が著しく小型化され、機能性も向
上した。近年、Ｄ級アーキテクチャを使用した補聴器用
の出力増幅器の設計都政策に成功した。米国特許番号第
４，６８９，８１９号及びＦ．カリアス（Ｆ．Ｃａｌｌ
ｉａｓ）他の「プログラム可能な補聴器用の４個１組の
ＩＣを使用したＣＭＯＳ技術」と表記されたＩＥＥＥ
ＪＳＳＣ、３０１頁、１９８９年４月を参照のこと。
【０００３】Ｄ級増幅器は、従来のＡ級とＢ級増幅器の
ような出力と歪を二者択一することなく、低い電力消費
と低い高調波歪レベルを両立させている。Ａ級増幅器
は、アイドリング電流を多く消費して低歪率を提供し、
一方Ｂ級増幅器は非常に少ないアイドリングで動作する
が、低い信号レベルでクロスオーバ歪の犠牲となる。し
かし、Ｄ級増幅器は、これらのＡ級とＢ級対応する部分
よりも更に大変複雑である。
【０００４】Ｄ級増幅器は、発振器を使用、これは高い
周波数の三角波を発振する。高い周波数の方形波出力を
有する発振器を使用することもまた可能である。後者の
場合、変調処理に必要な三角波は、方形波を積分して得
る。増幅するべき入力は、この三角波に加えられ、この
コンポジット信号を基準電圧レベルと比較する。この処
理は、通常パルス巾変調またはパルス長変調として知ら
れ、この入力信号に応答してデューティ・サイクルが連
続的に変化する方形波のパルス列を、比較器の出力に与
える。この信号は、次にトランスデューサに与えられ、
ここでこの入力信号は、この入力信号の増幅した複製で
ある振幅レベルに変換して戻される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】全ての補聴器の設計の
重要な問題は安定性である。バッテリの内部インピーダ
ンスの値はゼロではないので、バッテリ線に現れる電圧
がトランスデューサを介して流れる信号電流によって変
調される。この現象は、より低い信号レベルが処理され
る前端部回路ブロックに帰還され、不安定を引き起こす
可能性かある。Ｄ級出力増幅器を使用するシステムもこ
の問題の例外ではない。従来技術のＤ級出力増幅器は、
補償スキームを使用して、バッテリの内部インピーダン
スのシステム安定性に対する悪影響を打ち消していた。
これらの補償スキームは、高い周波数ではいくらか成功
しているが、提案された方法は、低い周波数では満足な
ものではない。増幅器の安定性自体以外にも、これらの
出力増幅器は外部抵抗‐コンデンサ（ＲＣ）低域フィル
タを必要とし、これによって、前置増幅器、フィルタの
ような外部回路ブロック及びマイクに対する供給電圧か
ら生じる不必要な信号を濾波する。このようなＲＣフィ
ルタは、しばしば大容量のコンデンサを必要とし、これ
によって、補聴器全体の寸法が大きくなる。
【０００６】今日の補聴器装置に見られるバッテリは、
一般的に単一電池による、１．２ないし１．６ボルト・
バッテリである。バッテリ技術は大きな発達をしてきた
が、単一電池では電圧と電流容量が限定されるので、補
聴器装置の設計分野では、依然として挑戦すべき主要な
問題になっている。補聴器回路は、低い電圧でも動作で
き、しかも電力消費が最小でなければ成功したとはいえ
ない。最近、スイッチング・モードで動作するＣＭＯＳ
素子の電流消費が低い利点を利用する試みが行われてい
る、これによって、アナログ補聴器システムでＣＭＯＳ
回路によって行えることが制限される。しかし、低い電
圧のアナログの用途にこの質的により適しているバイポ
ーラ回路を、電力消費をなお容認できるレベルに保ちな
がら、高性能の補聴器装置を設計するために使用するこ
とが可能である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明は、バイポーラ
と相補型金属酸化膜半導体（ＢＩＣＭＯＳ）技術を使用
して製作され、これによって、バイポーラ素子とＣＭＯ
Ｓ素子の両方が同じシリコン基板上に設けられる。内部
回路の大部分は、バイポーラ素子を使用し、一方トラン
スデューサを駆動する出力回路はＣＭＯＳインバータを
使用する。バッテリ線から電源を供給する電圧レギュレ
ータを使用して、内部回路の大部分に電力を供給し、残
りのＣＭＯＳ出力ドライバとレベル変換器の一部だけ
が、バッテリ線から直接電力を供給される。このアーキ
テクチャによって、補聴器システムの前段に信号がバッ
テリ線を介して帰還されないことが保証され、バッテリ
の内部インピーダンスの広い範囲に渡って安定した動作
を保証する。回路のバイポーラの前端部のブロックは、
低電圧バイポーラ設計技術を使用して、内部電圧レギュ
レータによって発生される１ボルト・レベルで動作する
ように設計される。この電圧レギュレータは、バイポー
ラのベース・エミッタ間電圧基準を使用し、これによっ
て、温度と処理の種類に対するバイポーラ回路の空間に
対する要求（ｈｅａｄｒｏｏｍ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎ
ｔｓ）に、レギュレータの出力電圧が追従することが保
証される。
【０００８】この内部電圧レギュレータは、またマイク
や適切にに設計された前置増幅器のような外部部品に電
源を供給することにも使用でき、外部抵抗‐コンデンサ
（ＲＣ）低域ネットワークの必要性を無くするが、さも
なければ、このネットワークはバッテリ線から発生する
不必要な信号を濾波するために必要になる。このＤ級変
調は、発振器、加算積分器、基準発生器及び比較器によ
って構成される内部回路によって実行される。この比較
器の出力信号は、レベル変換器に供給され、ここからト
ランスデューサを駆動する出力インバータに供給され
る。
【０００９】この発振器は、エミッタ結合型の発振器で
あり、超音波周波数で動作する。この発振器は、定めら
れた振幅の方形波を発振し、この方形波は単純な抵抗‐
コンデンサ積分器によって積分され、比較器の入力で三
角波を得る。この積分器は、また音声信号と超音波方形
波の重み付けした加算機能を実行する。比較器入力で生
じる波形は、音声信号に重畳された超音波三角波であ
る。この比較器の入力は、独自の対称型差動入力であ
り、この入力は一方の線で積分器からの信号を受取り、
他方の線で基準電圧を受け取る。この差動入力によっ
て、この基準電圧を適切に制御して、希望するレベルに
比較点を設定することができる。積分器信号は基準電圧
と比較され、この発明の他の特徴によれば、この基準電
圧は音声信号がゼロの場合の超音波信号の平均値と正確
に等しい。従って、音声信号入力がない場合、三角波形
が基準レベルの前後を変動する時間間隔は同じであり、
その結果、比較器の出力でデューティ・サイクルが５０
％の方形波信号を生じる。当業者に周知のように、Ｄ級
変調器システムでは、比較器の出力に於けるこれらのパ
ルスのデューティ・サイクルは、この場合音声信号であ
る入力変調信号の振幅によって決まる。この場合は超音
波波形である変調信号の周波数がこの変調信号の最も高
い周波数成分の少なくとも２倍であれば、入力の音声情
報は、変調器の出力でデューティ・サイクルによって伝
達される。もしこの条件が満足されるなら、簡単な濾波
動作によって、このデューティ・サイクル情報から元の
音声信号を再構成することができる。
【００１０】比較器からのパルス巾変調（ＰＷＭ）信号
は、レベル変換器に供給され、このレベル変換器は、低
いレベルの振幅を、ＣＭＯＳ出力ドライバを駆動するの
に必要なレール対レール振幅（ｒａｉｌ‐ｔｏ‐ｒａｉ
ｌ ｓｗｉｎｇｓ）に変換する。この出力ドライバは、
３個のインバータによる２つの同一のテーパのついたチ
ェーンによって構成され、このチェーンの最後のインバ
ータは、電気音響トランスデューサを駆動するのに十分
な大きさである。
【００１１】必要な濾波動作は人間の耳によって行わ
れ、その可聴範囲内の周波数成分を取り出し、超音波成
分は無視する。補聴器装置に使用されている従来のトラ
ンスデューサは、高い周波数で誘導性の挙動を示す。出
力で使用するＣＭＯＳは、高い周波数の搬送エネルギー
をバッテリに戻すことができるようにすることによっ
て、トランスデューサのこの特性の利点を利用する。半
周期の間にインダクタの磁界中に蓄えられた搬送エネル
ギーのかなりの部分は、ＣＭＯＳ出力トランジスタを介
して、次の半周期の間にバッテリに転送して戻される。
このプロセスでは、トランスデューサの巻線間の漏洩容
量、バッテリの内部抵抗、及びＣＭＯＳ出力トランジス
タの非ゼロＯＮ抵抗によって、許容できる量の高い周波
数のエネルギーが失われる。同じ原理によって、回路の
電流消費は、このトランスデューサと直列に小型のイン
ダクタを挿入することによって、更に低くすることがで
きる。
【００１２】この発明は、また発振器ブロックに抵抗を
設け、この抵抗は、種類の異なったトランスデューサに
よってアイドリング電流レベルを最適化するように調整
することができる。
【００１３】
【実施例】この発明のこの質と利点を更に理解するた
め、以下の詳細な説明を添付図と組み合わせて参照す
る。この発明は、バイポーラと相補型金属酸化膜半導体
（ＢＩＣＭＯＳ）処理技術によって製作した補聴器用出
力増幅器集積回路に関し、これによって、バイポーラ素
子とＣＭＯＳ素子が同じシリコン基板上に設けられる。
【００１４】図１はこの発明のブロック図である。ＢＩ
ＣＭＯＳ出力増幅器は、補聴器システムを完成させるの
に必要な関連する外部部品と共に、集積回路チップを表
す長方形１０で囲んで示してある。音声信号はマイク１
２によってピックアップされ、前置増幅器１４で予め増
幅する。この予め増幅した音声周波数信号は、端子「音
声」で出力増幅器１０に加えられ、この出力増幅器１０
によって増幅され、出力端子ＲＣ１とＲＣ２の間に接続
した従来の補聴器トランスデューサ１６を駆動する。
【００１５】このシステムには、電力バスＶＣＣとＧＮ
Ｄの間に接続した１．１５ないし１．６０ボルトのバッ
テリ１８によって電力を供給する。内部電圧レギュレー
タ２０は、図７に概略を示し更に詳細に説明するが、バ
スＶＣＣとＧＮＤから電力を取り出し、内部電力バスＶ
ＲＧに約１ボルト調整した電圧を発生させ、この電圧は
内部回路の大部分で電源電圧として使用する。
【００１６】発振器２２は、図２に概略を示し更に詳細
に説明するが、バスＶＲＧとＧＮＤから電力を取り出
し、発振器の出力ノードＯＳ１とＯＳ２の間にデューテ
ィ・サイクルの５０％の超音波方形波を発生する。加算
積分器と基準発生器２４は、図３に概略を示し更に詳細
に説明するが、またバスＶＲＧとＧＮＤからその電力を
取り出し、入力ノードＯＳ１とＯＳ２で波形を積分し、
その積分出力ノードＩＮＴに三角波形を発生する。同時
に、この加算積分器と基準発生器２４は、その基準出力
ＲＥＦに、ノードＩＮＴの波形の平均値と正確に等しい
値の基準電圧を発生し、この基準電圧は更に説明するよ
うに比較器２６によってしきい値として使用される。
【００１７】前置増幅器１４の出力に容量結合された音
声信号は、端子「音声」でこのシステムに入り、以下の
説明で焦点を当てるように、ノードＩＮＴで所定の重み
付け比率を使用して三角波と加算される。従って、音声
信号と積分処理によって作られた超音波三角波形で構成
される波形がノードＩＮＴに現れる。端子「音声」に音
声周波数信号が存在しない場合、ノードＩＮＴで信号が
ノードＲＥＦの基準電圧の前後を変動する間隔は等し
い。いづれの音声信号入力も、基準電圧の前後で超音波
三角波形をシフトし、「軸の交差点」の間の時間間隔の
持続時間を変化させる。この用語「軸の交差点」は、こ
の発明の説明を通して、ノードＩＮＴのコンポジット信
号がノードＲＥＦの基準電圧値を介して変動する瞬間を
表すために使用する。比較器２６は、図４に概略を示し
以下で説明するが、またバスＶＲＧとＧＮＤからその電
力を取り出し、この比較器の入力ノードＩＮＴのコンポ
ジット信号波形をもう一方の入力ＲＥＦのしきい値電圧
と比較し、入力の軸の交差点で、その相補型出力ＣＯ１
とＣＯ２を切り替える。ノードＣＯ１とＣＯ２の出力波
形は、入力端子「音声」の音声信号によって生じる軸の
交差点のシフトに応答し、相補形式で変化するデューテ
ィ・サイクルと逆位相の超音波方形波である。振幅が大
きい音声信号は、軸の交差点でより大きいシフトを生じ
るので、相補型方形波のデューティ・サイクルをより変
化させる。従って、パルス巾変調処理は発振器から取り
出される超音波パルスの幅を、音声信号の振幅に応答し
て行う。
【００１８】レベル変換器２８は、図５に概略を示し以
下で説明するが、その差動入力ノードＣＯ１とＣＯ２の
電圧レベルを、これの差動出力ノードＬＯ１とＬＯ２レ
ール対レールの振幅値に変換する。従って、ＶＣＣから
ＧＮＤまでの範囲を変動するパルス幅変調超音波方形波
は、ＣＭＯＳ出力ドライバで必要な逆位相でノードＬＯ
１とＬＯ２に現れる。
【００１９】出力ドライバ３０は、図６に概略を示し以
下で更に説明するが、バスＶＣＣとＧＮＤからその電力
を取り出し、従来の補聴器のトランスデューサに供給す
るのに必要な駆動力を得るために使用され、このトラン
スデューサはノードＬＯ１とＬＯ２に現れるパルス幅変
調方形波と逆位相の出力ノードＲＣ１とＲＣ２の間に接
続される。
【００２０】以下で詳細に説明するのは、出力増幅器を
形成する回路ブロックである。図１に示す発振器２２の
概略図が図２に与えられる。この発振器は、エミッタ結
合型である。バイポーラ・トランジスタＱ２とＱ３は、
それらのコレクタ負荷抵抗Ｒ２とＲ３と共に差動増幅器
を形成し、この差動増幅器は電流ソース・トランジスタ
Ｑ７によってバイアスされる。この差動増幅器の周囲に
Ｑ１、Ｑ４、Ｒ１とＲ４によって正帰還が構成され、こ
れによって、Ｒ２とＲ３の両端の電圧の振れ、チップに
搭載したコンデンサＣ１の値及び電流ソース・トランジ
スタＱ６とＱ８によって与えられる放電電流によって決
まる周波数で回路が発振することが保証される。Ｑ６と
Ｑ８のベースで必要なバイアス電圧は、バイアスノード
ＢＩＡＳを介してこのブロックに供給されるが、これは
図４と組み合わせて以下で説明する。一方の半分の回路
の各部品を、他方の半分の回路の双子の対応する部分と
同一にすることによって、全体的に対称な動作が実現さ
れる。従って、発振器の出力ノードＯＳ１とＯＳ２の間
で対称な超音波波形が得られる。ダイオードとして接続
されるＱ５は、バイアス抵抗Ｒ５と共にＱ７のベースで
バイアス電圧を発生し、この電圧はＱ７のコレクタ電流
を決める。Ｒ２（またはＲ３）の両端の電圧降下は、発
振周波数を管理する要素の１つであるので、Ｒ５を調整
することによって周波数を変化させることができる。従
って、出力で使用される特定の種類のトランスデューサ
に最適な周波数で回路を動作させることができ、出力切
り替えの高い周波数の損失を最小にすることが可能にな
る。種々の形式のトランスデューサを使用した実験によ
り、出力端子に接続された特定の種類のトランスデュー
サによって、５０ＫＨｚから２００ＫＨｚの範囲の発振
器の周波数で、アイドリング電流に関して最良の結果の
得られることが示された。Ｒ５の値は、金属マスク・オ
プション、Ｒ５に不必要な部分をツェナーで短絡して不
活性にするか、またはＲ５のタップ点に接続した複数の
パッドを使用するような種々の方法の１つによって、調
整することができる。
【００２１】図１に示す加算積分器と基準発生器２４の
詳細な概略図を図３に示す。発振器からの信号は、入力
端子ＯＳ１とＯＳ２でこのブロックに入る。トランジス
タＱ１０とＱ１１は、抵抗Ｒ１０とＲ１１と共に、電流
ソース・トランジスタＱ１４によってバイアスされる差
動増幅器を形成する。発振器の出力信号は、この回路ブ
ロックのループ・ゲインに制限があるという主な理由の
ため完全な方形波ではないが、差動増幅器Ｑ１０／Ｑ１
１によって増幅され、方形波に近づく。Ｒ１２、Ｒ１３
及びＣ３は、加算積分器を形成する。この簡単な回路は
超音波方形波の積分を実行し、この積分処理で作られる
三角波に音声信号で重み付けを加える。もしＲ１０と音
声ソース・インピーダンスがＲ１２とＲ１３に対して無
視できるなら、この加算積分器に入る波形の重み付け比
率は、積分抵抗Ｒ１２とＲ１３の相対値によって決ま
る。積分コンデンサＣ３の値は、超音波方形波を簡単に
積分することによって妥当な直線性の三角波が出力ＩＮ
Ｔで生じるように選択される。トランジスタＱ９、抵抗
Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、コンデンサＣ２、及び電流ソ
ース・トランジスタＱ１２、Ｑ１３は、基準発生器回路
を形成し、積分出力ＩＮＴの波形の平均値と正確に等し
い電圧レベルを、処理の種類と関わりなく出力ＲＥＦで
発生する。Ｒ９とＣ２の値は、出力ＲＥＦを見たときの
インピーダンスが、出力ＩＮＴを見たときのインピーダ
ンスと基本的に同じになるように選択される。このブロ
ックのアーキテクチャは、軸の交差点の後続のブロック
に、この２つの出力によって同じ瞬間電圧で同じインピ
ーダンスが与えられるを保証する。Ｃ２を含むことによ
って、ＶＲＧバス上に出現する可能性のある全ての高い
周波数の雑音も、ＲＥＦ出力並びにＩＮＴ出力にも現れ
ることが保証される（この雑音信号がＩＮＴに現れるの
は、主にＶＲＧとＩＮＴの間に接続された積分コンデン
サＣ３による）。従って、後続の回路ブロックが妥当な
共通モードを除去する差動入力を有する限り、上述の２
つの名称を付けた出力の間の差動雑音の電圧はほとんど
ゼロなので、ＩＮＴとＲＥＦ上の雑音信号は問題を起こ
さない。この段の電流ソース・トランジスタのベースへ
のバイアス電圧は、ノードＢＩＡＳを介して供給され
る。
【００２２】図４は、図１の比較器ブロック２６の概略
図である。この比較器は、４つのカスケード差動段によ
って構成される。低い電流水準と低い電圧で動作しなが
ら、妥当な利得と入力オフセットを得るように、アーキ
テクチャを設計している。Ｑ１６とＱ１７は、それらの
それぞれの負荷抵抗Ｒ１５とＲ１６と共に電流ソース・
トランジスタＱ１８によってバイアスされた差動入力段
を形成する。第２段は、Ｑ１９、Ｑ２０、Ｒ１７、Ｒ１
８及びＱ２１によって形成される。同様に、第３段と第
４段は、それぞれＱ２２、Ｑ２３、Ｒ１９、Ｒ２０、Ｑ
２４、及びＱ２５、Ｑ２６、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｑ２７に
よって構成される。電流ソース・トランジスタのバイア
ス電圧は、ダイオード接続Ｑ１５と抵抗Ｒ１４によって
設定される。このバイアス電圧はまたＢＬＡＳノードを
介して他の回路ブロックでも入手可能になっている。差
動入力ＩＮＴとＲＥＦは積分器と基準発生ブロックのＩ
ＮＴ及びＲＥＦ出力に接続される。入力で軸の交差が発
生する場合は常に、比較器出力ＣＯ１とＣＯ２は状態を
変化する。積分器のＩＮＴ出力に音声信号成分が存在し
ないと、軸の交差点は図１のノードＩＮＴの超音波の三
角波の立ち上がり端と立ち下がり端で等しい時間間隔で
発生する。この状態を「アイドリング」と呼び、これに
よって、比較器はその出力ＣＯ１とＣＯ２にデュティー
・サイクルが５０％の方形波を発生する。軸の交差点で
は同じ瞬間電圧と同じインピーダンスがＩＮＴとＲＥＦ
入力に与えられるので、処理の種類に関係なく、かつい
ずれの部品を削除する必要もなく、アイドリングのデュ
ティー・サイクルは５０％であることが保証される。５
０％のアイドリングのデュティー・サイクルからの乖離
は部品の不一致によって生ずるが、これらの部品の不一
致は集積回路のレイアウトを設計する段階で部品の配置
と形状を注意深く計画することによって最小に保持され
る。試作の回路では、理想値５０％からの乖離が２％未
満であるアイドリングのデュティー・サイクルが常に与
えられている。
【００２３】図１に戻って、加算積分器２４によって実
行される加算演算の結果として、集積回路の端子「音
声」に入力する音声信号によって、ノードＩＮＴの三角
波形はノードＲＥＦの基準電圧の周囲でシフトされる。
従って、軸の交差点の間の時間間隔は、音声信号の振幅
に応答して変化する。軸の交差点で切り替わる比較器２
６は、その出力ノードＣＯ１とＣＯ２に音声信号の振幅
に従うデュティー・サイクルを有する逆の位相の方形波
信号を発生する。従って、音声信号の振幅の変化がノー
ドＣＯ１とＣＯ２の方形波のデュティー・サイクルの変
化に変換される場合に、パルス幅変調が行われる。
【００２４】技術上周知のように、このようなパルス幅
変調信号は変調を行う信号の低周波数成分と変調された
信号の高周波数成分によって構成される。元の音声情報
は、簡単な低域濾波工程によってパルス幅を変調された
信号から回復することができる。（これは人間の耳によ
って行われるが、その理由は、人間の耳は１８〜２０ｋ
Ｈｚ以上の周波数を聞くことができないからである。実
際問題として、トランスデューサは超音波の周波数もま
た再生することができない）。
【００２５】図１のレベル変換器２８を図５に概略的に
示す。これは同一の２つの半分の部分によって構成さ
れ、比較器の出力の差動方形波をその出力ＬＯ１とＬＯ
２で全振幅の方形波に変換する。図５の動作を説明する
と、先ず、Ｑ２８、Ｑ２９、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｒ２３及
び電流ソース・トランジスタＱ３０とＱ３１によって構
成される半分の回路を考え、入力ＣＯ１に於ける電圧水
準が入力ＣＯ２に於ける電圧水準よりも高いと仮定す
る。この場合、ダイオード接続Ｑ２８は電流ソースＱ３
０のコレクタ電流を搬送している。しかし、Ｑ２９は、
そのベース‐エミッタ電圧がＱ２８のベース‐エミッタ
電流未満であるため、より低い電流を搬送することがで
きる。従って、電流ソース・トランジスタＱ３１の余分
な電流に対する要求が、切り換えトランジスタＱ３３の
ベースを低い電圧値に引き寄せてＱ３３をオフする。電
流はＲ２３を流れないので、ＬＯ１の出力電圧はＶＣＣ
バスの電圧に等しい。Ｑ３１は決して飽和しなことがＱ
３２によって保証されているが、もしそうでなければ、
これによって同じＢＡＬＳノードからバイアスされてい
る電流ソース・トランジスタの動作が乱される。ＣＯ１
の電圧水準が、ＣＯ２以下になると、Ｑ２９のベース‐
エミッタ電圧はＱ２８のベース‐エミッタ電圧よりも大
きくなり、その結果、Ｑ２９は電流ソースＱ３１が供給
することのできるコレクタ電流よりも大きいコレクタ電
流を要求する。この条件によって、Ｑ３３の電圧は上昇
し、Ｑ３３は飽和し、これによってＬＯ１の出力をＧＮ
Ｄバスに引き寄せる。出力の低い水準は、１００ミリボ
ルト未満であるＱ３３の飽和電圧によって決められる。
入力を逆にし、部品と出力ノードの名称を入れ換える
と、同じ動作原理が他方の半分の回路であるＱ３４、Ｑ
３５、Ｑ３８、Ｑ３９、Ｒ２４、及び電流ソース・トラ
ンジスタＱ３６とＱ３７にも適用される。ＣＭＯＳ出力
ドライバを適切に動作することができるため、出力負荷
トランジスタＲ２３とＲ２４をＶＣＣバスに接続する。
【００２６】図６は図１の出力ドライバ・ブロックの概
略図を示し、これは、３つのインバータの２つのテーパ
の付いたチェーンによって構成される。第１チェーン
は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５とＮＭＯＳ
トランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６によって形成される。同
様に、第２チェーンは、Ｍ７、Ｍ９、Ｍ１１とＭ８、Ｍ
１０、Ｍ１２によって形成される。この回路の基本的な
任務は、入力ＬＯ１とＬＯ２の全振幅パルス幅変調方形
波をその出力ＲＣ１とＲＣ２の間に接続された従来のト
ランスデューサを駆動するのに十分な電流水準に増幅す
ることである。チェーン内でテーパの付いた構成を使用
することにより、最大の電圧の振幅によってトランスデ
ューサを駆動するために要求される低いＯＮ抵抗を出力
で実現しながら、大きな容量性負荷が入力の駆動段に与
えられないことが保証される。逆の位相によって、ＶＣ
ＣとＧＮＤバスの数十ミリボルト以内の振幅が出力さ
れ、その結果、ＲＣ１とＲＣ２の間に接続されたトラン
スデューサは、供給電圧の約２倍の差動振幅を得る。補
聴器のトランスデューサは、高周波エネルギーのかなり
の部分を出力ＭＯＳトランジスタの低いＯＮ抵抗を介し
てバッテリに戻すことにより、高周波損失を低下させる
のに役立つ高周波に於ける誘導的挙動を示す。しかし、
出力ＲＣ１とＲＣ２のパルス幅を変調した信号の音声周
波数成分はトランスデューサによって変換されて可聴信
号に戻される。
【００２７】図７は図１の電圧レギュレータ２０を概略
的に示し、これは調整された電力を大部分の内部回路に
供給する。ノードＶＲＧの出力電圧は、Ｑ５２のベース
‐エミッタ電圧とＱ５０のベース‐エミッタ電圧の一部
によって設定される。調整された出力電圧を保持するフ
ィードバック・ループは、Ｑ５０、Ｑ４４、Ｑ４５及び
Ｑ５１によって構成される。Ｑ４７、Ｑ４８およびＲ２
７を使用してダイオード接続されたＱ４６の電流バイア
スを設定し、このＱ４６は次に電流ソース・トランジス
タＱ４３とＱ４９用のバイアス電圧を発生する。電流ソ
ース・トランジスタＱ４９は、Ｑ５０のコレクタで活性
負荷として動作する。Ｑ４０、Ｑ４１、Ｑ４２、Ｒ２５
及びＲ２６と共に、Ｑ４３はスタートアップ回路を形成
し、これによって、バッテリ電圧がＶＣＣとＧＮＤバス
の間に最初に加えられると、回路が適切に動作を開始す
ることが保証される。レギュレータは、ＶＲＧとＧＮＤ
バスの間に接続された外部バイパス・コンデンサによっ
て安定化される（図１のＣ１）。レギュレータの出力電
圧を発生する場合、バイポーラ・トランジスタのベース
‐エミッタ電圧から取りだした電圧を使用することによ
り、内部回路の空間に対する要求に関するＶＲＧの追跡
が、広い範囲の処理と動作電圧の変化に対して維持され
る。
【００２８】大部分の内部回路に調整された電圧を供給
することにより、広い範囲のバッテリの内部インピーダ
ンスの値に対して集積回路の動作を安定させることが保
証される。安定性の問題は、バッテリの内部インピーダ
ンスの両端の電圧の降下によって発生し、出力水準が高
くなると悪化する。この問題は、周波数が低いと更によ
り顕著になるが、その理由は、本発明の場合には、この
出力でトランスデューサが電圧ソースによって駆動され
ているからである。トランスデューサのインピーダンス
は、駆動信号の周波数が低下するに従って、大幅に低下
する傾向がある。もし駆動信号の振幅が一定のままであ
れば、このインピーダンスの損失はより多くの電流がこ
のトランスデューサを介して流れることを意味し、これ
によって、より高い値の電圧降下がバッテリの内部イン
ピーダンスの両端で発生する。この信号は前端部の回路
に帰還され、信号の歪とシステムの不安定性を発生する
可能性がある。この問題は、前端部のブロックに対する
電力供給線から望ましくない成分を濾波することによっ
て解決することができる（この前端部のブロックは発振
器２２、積分器２４、比較器２６及びレベル変換器２８
の半分である）。濾波を行うための最も一般的な方法
は、１つの抵抗と１つのコンデンサを供給線と直列に接
続することによって簡単な低域フイルターを形成するこ
とである。しかし、信号の周波数が低下するに従ってよ
り多くの濾波が必要となり、このことは、濾波器に対す
る高いＲＣ時定数を意味する。抵抗は意図するように増
加することができず、その値は、この抵抗の両端の最大
許容電圧降下によって制限される。従って、低い周波数
でより多くの濾波を行うにはより高い値のコンデンサが
必要となり、このことは同時に物理的に嵩がより大きく
なる。しかし、本発明の提供する安定性の問題の解決法
では、電圧レギュレータを使用し、この電圧レギュレー
タは比較的低い値のコンデンサによって安定化すること
が可能であり、低い周波数の領域で本質的に調整を保持
し、ノイズのある電力供給線を前端部の回路から全体と
して絶縁する。供給線の速い遷移と比較してレギュレー
タの応答が遅い周波数の高い範囲では、必要な濾波は、
電圧レギュレータの出力ＶＲＧとＧＮＤバスの間の安定
化コンデンサＣＥ１によって行われる。
【００２９】これ以外に、供給線に起因する乱れを強力
に拒絶するために共通モードの拒絶を保持するバランス
のとれたアーキテクチャを広範囲に使用することによ
り、内部回路に更に予防策を設けている。これらの要素
が相まって、バッテリのインピーダンス、信号の振幅及
び信号の周波数の条件の広い範囲に渡って、本発明を採
用する補聴器システムの安定した動作が保証される。
【００３０】回路全体は、一般的に０．５％の低い信号
の歪のレベルを特徴とするものである。高い出力レベル
の歪は一般的に５％である。音声入力から出力迄の集積
回路の電圧利得は一般的に２４ｄＢである。電流消費
は、一般的に２５０μＡである。動作電圧の範囲は１．
１５〜１．６０ボルトである。外部の部品に対するレギ
ュレータの出力電圧は一般的に１ボルトである。
【００３１】当業者が理解するように、本発明はその基
本的な特徴と精神から逸脱することなく他の特定の形態
で実施することが可能である。例えば、比較器２６では
４段以上または４段以下の段数を使用することが可能で
ある。従って、本発明の好適な実施例の開示は上に示し
た本発明の範囲を例示するものであり、これを限定する
ものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好適な実施例の機能ブロック図であ
る。
【図２】図１に示す発振器回路の概略図である。
【図３】図１に示す加算積分器と基準発生器回路の概略
図である。
【図４】図１に示す比較器回路の概略図である。
【図５】図１に示すレベル変換器回路の概略図である。
【図６】図１に示す出力ドライバ回路の概略図である。
【図７】図１に示す電圧レギュレータ回路の概略図であ
る。
【符号の説明】
１０ 集積回路チップ １２ マイク １４ 前置増幅器 １６ トランスデューサ １８ バッテリ ２０ 電圧レギュレータ ２２ 発振器 ２４ 加算積分器と基準発生器 ２６ 比較器 ２８ レベル変換器

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 発振器とマイク入力を有するバイポーラ
    前端部回路；上記の前端部回路の出力に接続されたＭＯ
    Ｓ出力ドライバ；上記のＭＯＳ出力ドライバに接続され
    たバッテリ入力；及び上記のバッテリ入力に接続された
    入力と上記の前端部回路に接続された出力を有し、上記
    のバッテリ入力から絶縁された電圧を前端部に供給する
    電圧レギュレータ；によって構成されることを特徴とす
    る補聴器用増幅器。
  2. 【請求項２】 上記の電圧レギュレータはバイポーラ・
    トランジスタによって構成され、上記の電圧レギュレー
    タの上記の出力は上記のバイポーラ・トランジスタの１
    つのベース‐エミッタ電圧の関数であり、その結果、上
    記の前端部の電圧供給は上記のバイポーラ前端部に対す
    る処理と温度効果を追跡することを特徴とする請求項１
    記載の補聴器用増幅器。
  3. 【請求項３】 上記の電圧レギュレータの出力に接続さ
    れた電源入力を有するマイク；及び上記のマイクと、上
    記の電圧レギュレータの出力に接続された電源入力を有
    する上記のバイポーラ前端部に対する上記のマイク入力
    の間に接続された前置増幅器；によって更に構成される
    ことを特徴とする請求項１記載の補聴器用増幅器。
  4. 【請求項４】 上記の前端部回路は：上記の発振器の出
    力に接続され、上記のマイクの入力が接続された積分
    器；第１及び第２入力端子の付いた差動入力を有する比
    較器であって、上記の第１入力端子は上記の積分器の出
    力に接続されている上記の積分器；及び上記の比較器の
    上記の第２入力端子に接続された出力を有する電圧基準
    発生器；によって更に構成されることを特徴とする請求
    項１記載の補聴器用増幅器。
  5. 【請求項５】 上記の比較器は複数のカスケード差動バ
    イポーラ・トランジスタ対を有し、各トランジスタ対は
    電流ソースと負荷抵抗の間に接続され、上記の負荷抵抗
    は上記の電圧レギュレータの出力に接続されることを特
    徴とする請求項４記載の補聴器用増幅器。
  6. 【請求項６】 上記の電圧基準発生器は上記の積分器の
    部品を一致する部品を有し、その結果、上記の電圧基準
    発生器の電圧出力は上記の積分器の出力と同じ方法で処
    理の種類と温度によって変化し、上記の積分器の出力と
    同じノイズをピックアップすることを特徴とする請求項
    ４記載の補聴器用増幅器。
  7. 【請求項７】 上記の積分器は、上記の発振器の出力と
    電流ソースに接続された差動バイポーラ・トランジスタ
    対、上記のトランジスタ対と上記の積分器の出力の間に
    接続された第１抵抗、上記の積分器の出力と上記のマイ
    クの入力の間に接続された第２抵抗、及び上記の積分器
    の出力と上記の前端部の電圧供給の間に接続されたコン
    デンサを有し；上記の電圧基準発生器は、電流ソースに
    接続されたバイポーラ・トランジスタ、上記のバイポー
    ラ・トランジスタに接続された第３抵抗、上記の第３抵
    抗と上記の電圧基準発生器の間に接続された第４抵抗、
    及び上記の電圧基準発生器の出力と上記の前端部の電圧
    供給の間に接続された第２コンデンサを有する；ことを
    特徴とする請求項６記載の補聴器用増幅器。
  8. 【請求項８】 上記の発振器は電流ソース・トランジス
    タを有し、上記の電流ソース・トランジスタのベース電
    流は抵抗によって制御され、上記の抵抗は、特定のトラ
    ンスデューサを上記の出力ドライバに接続して上記の発
    振器の発振周波数を制御し、最適なアイドル電流を与え
    るように選択された値を有することを特徴とする請求項
    １記載の補聴器回路。
  9. 【請求項９】 バイポーラ前端部回路；上記の前端部回
    路の出力に接続されたＭＯＳ出力ドライバ；上記のＭＯ
    Ｓ出力ドライバに接続されたバッテリ入力；及び上記の
    バッテリ入力に接続された入力と上記の前端部回路に接
    続された出力を有し、上記のバッテリ入力から絶縁され
    た電圧を前端部に供給する電圧レギュレータ；によって
    構成され、上記のバイポーラ前端部回路は：発振器；上
    記の発振器の出力に接続され、マイク入力を有するバイ
    ポーラ積算器；第１及び第２入力端子の付いた差動入力
    を有する比較器であって、上記の第１入力端子は上記の
    積算器の出力に接続されている上記の比較器；上記の比
    較器の上記の第２入力端子に接続された出力を有する電
    圧基準発生器であって、上記の積分器の部品と一致する
    部品を有し、その結果、上記の電圧基準発生器の電圧出
    力は上記の積分器の出力と同じ方法で処理の種類と温度
    によって変化し、上記の積分器の出力と同様にノイズを
    ピックアップする上記の電圧基準発生器；を有すること
    を特徴とする補聴器用増幅器。
  10. 【請求項１０】 発振器；上記の発振器の出力に接続さ
    れ、マイク入力を有する積算器；第１及び第２入力端子
    の付いた差動入力を有する比較器であって、上記の第１
    入力端子は上記の積算器の出力に接続されている上記の
    比較器；上記の比較器の上記の第２入力端子に接続され
    た出力を有する電圧基準発生器であって、上記の積分器
    の部品と一致する部品を有し、その結果、上記の電圧基
    準発生器の電圧出力は上記の積分器の出力と同に方法で
    処理の種類と温度によって変化し、上記の積分器の出力
    と同様にノイズをピックアップする上記の電圧基準発生
    器；及び上記の比較器の出力に接続された出力ドライ
    バ；によって構成されることを特徴とする補聴器用増幅
    器。
  11. 【請求項１１】 上記の出力ドライバはＭＯＳトランジ
    スタによって構成され、上記の発振器、積分器、比較器
    及び電圧基準発生器はバイポーラ・トランジスタによっ
    て構成され、更に上記の比較器と上記の出力ドライバの
    間に接続され、バイポーラ・レベルをＭＯＳレベルに変
    換するレベル変換器によって更に構成されることを特徴
    とする請求項１０記載の補聴器用増幅器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015049975A1 (ja) * 2013-10-02 2015-04-09 日東電工株式会社 補聴器
JP2016029793A (ja) * 2014-06-13 2016-03-03 ジーエヌ リザウンド エー／エスＧｎ Ｒｅｓｏｕｎｄ Ａ／Ｓ 補聴器のためのインターフェース回路及び方法

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5389829A (en) * 1991-09-27 1995-02-14 Exar Corporation Output limiter for class-D BICMOS hearing aid output amplifier
US5332928A (en) * 1992-12-10 1994-07-26 Threepenny Electronics Corporation Battery drain reducer
US5594386A (en) * 1995-04-21 1997-01-14 Sipex Corporation Pulse width modulated amplifier
US5815581A (en) * 1995-10-19 1998-09-29 Mitel Semiconductor, Inc. Class D hearing aid amplifier with feedback
US5838807A (en) * 1995-10-19 1998-11-17 Mitel Semiconductor, Inc. Trimmable variable compression amplifier for hearing aid
US5719528A (en) * 1996-04-23 1998-02-17 Phonak Ag Hearing aid device
US5815102A (en) * 1996-06-12 1998-09-29 Audiologic, Incorporated Delta sigma pwm dac to reduce switching
GB2314474B (en) * 1996-06-21 2001-03-07 Univ Bristol Low power audio device
US6044162A (en) * 1996-12-20 2000-03-28 Sonic Innovations, Inc. Digital hearing aid using differential signal representations
US5963106A (en) * 1998-03-16 1999-10-05 Sonic Innovations, Inc. Double-sided pulse width modulator
US6410997B1 (en) 1998-04-17 2002-06-25 Sarnoff Corporation Power source for a hearing aid
US6173063B1 (en) * 1998-10-06 2001-01-09 Gn Resound As Output regulator for feedback reduction in hearing aids
US6445321B2 (en) 1999-04-05 2002-09-03 Sonic Innovations, Inc. Hybrid low-pass sigma-delta modulator
US6163287A (en) * 1999-04-05 2000-12-19 Sonic Innovations, Inc. Hybrid low-pass sigma-delta modulator
US6313712B1 (en) 2000-06-13 2001-11-06 International Business Machines Corporation Low power crystal oscillator having improved long term and short term stability
US6633202B2 (en) 2001-04-12 2003-10-14 Gennum Corporation Precision low jitter oscillator circuit
EP1251714B2 (en) * 2001-04-12 2015-06-03 Sound Design Technologies Ltd. Digital hearing aid system
DK1251715T4 (da) * 2001-04-18 2011-01-10 Sound Design Technologies Ltd Flerkanalshøreapparat med kommunikation mellem kanalerne
CA2382358C (en) * 2001-04-18 2007-01-09 Gennum Corporation Digital quasi-rms detector
US20020191800A1 (en) * 2001-04-19 2002-12-19 Armstrong Stephen W. In-situ transducer modeling in a digital hearing instrument
US7113589B2 (en) * 2001-08-15 2006-09-26 Gennum Corporation Low-power reconfigurable hearing instrument
JP3499235B1 (ja) * 2002-08-28 2004-02-23 株式会社フライングモール スイッチング回路及びディジタル電力増幅器
WO2006045147A2 (en) * 2004-10-27 2006-05-04 Extraordinary Technology Pty Ltd Low distortion class-d amplifier
US7649410B2 (en) * 2006-01-24 2010-01-19 D2Audio Corporation Systems and methods for improving performance in a digital amplifier by adding an ultrasonic signal to an input audio signal
FR2898442A1 (fr) * 2006-03-13 2007-09-14 St Microelectronics Sa Generateur electronique de signal a rapport cyclique module, compense des variations de sa tension d'alimentation.
WO2008033116A1 (en) * 2006-09-11 2008-03-20 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Amplification circuit and method therefor
CN101785179A (zh) 2007-08-28 2010-07-21 Nxp股份有限公司 产生信号的设备和方法
JP5264249B2 (ja) * 2008-03-31 2013-08-14 三菱自動車工業株式会社 静電容量式タッチセンサー装置
US7598895B1 (en) * 2008-04-01 2009-10-06 Silicon Laboratories, Inc. System and method of altering a PWM carrier power spectrum
US7701307B2 (en) * 2008-04-01 2010-04-20 Silicon Laboratories, Inc. System and method of changing a PWM power spectrum
US7791521B2 (en) * 2008-04-01 2010-09-07 Silicon Laboratories, Inc. System and method of changing a PWM power spectrum
US8130128B2 (en) 2010-03-30 2012-03-06 Silicon Laboratores Inc. System and method for generating shaped noise
US9009517B2 (en) * 2011-11-16 2015-04-14 Infineon Technologies Ag Embedded voltage regulator trace
CN103401507B (zh) * 2013-08-08 2016-01-20 上海电缆研究所 方波脉冲驱动波形调制电路
US10084983B2 (en) * 2014-04-29 2018-09-25 Fermi Research Alliance, Llc Wafer-scale pixelated detector system
US9263992B1 (en) * 2014-09-15 2016-02-16 Apple Inc. Class D amplifier with variable switching frequency
CN105676717A (zh) * 2014-11-21 2016-06-15 鸿富锦精密工业(武汉)有限公司 音量调节电路及应用该音量调节电路的电子装置
US11463052B2 (en) * 2020-11-30 2022-10-04 Stmicroelectronics S.R.L. PWM driving circuit and method
CN112886933B (zh) * 2021-01-13 2022-10-04 上海艾为电子技术股份有限公司 D类音频放大器及其自适应脉宽调整方法、电子设备

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61171209A (ja) * 1985-01-25 1986-08-01 Fujitsu Ten Ltd Ｐｗｍ方式パワ−アンプ
JPS62248399A (ja) * 1986-03-19 1987-10-29 ノウルズ　エレクトロニクス　インコーポレーテッド 補聴器
JPS63111710A (ja) * 1986-10-29 1988-05-17 Toshiba Corp パルス増幅器の駆動回路

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1294456C2 (de) * 1966-08-01 1976-02-05 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Miller-integrator
US4360707A (en) * 1980-11-24 1982-11-23 Cts Corporation Digitally driven combination coils for electrodynamic acoustic transducers
ATE14361T1 (de) * 1981-10-20 1985-08-15 Craigwell Ind Ltd Hoerhilfegeraete.
US4483016A (en) * 1982-09-23 1984-11-13 Hochstein Peter A Audio amplifier
US4600891A (en) * 1984-08-21 1986-07-15 Peavey Electronics Corporation Digital audio amplifier having a high power output level and low distortion
US4882762A (en) * 1988-02-23 1989-11-21 Resound Corporation Multi-band programmable compression system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61171209A (ja) * 1985-01-25 1986-08-01 Fujitsu Ten Ltd Ｐｗｍ方式パワ−アンプ
JPS62248399A (ja) * 1986-03-19 1987-10-29 ノウルズ　エレクトロニクス　インコーポレーテッド 補聴器
JPS63111710A (ja) * 1986-10-29 1988-05-17 Toshiba Corp パルス増幅器の駆動回路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015049975A1 (ja) * 2013-10-02 2015-04-09 日東電工株式会社 補聴器
JP2015073168A (ja) * 2013-10-02 2015-04-16 日東電工株式会社 補聴器
US10555092B2 (en) 2013-10-02 2020-02-04 Nitto Denko Corporation Hearing aid
JP2016029793A (ja) * 2014-06-13 2016-03-03 ジーエヌ リザウンド エー／エスＧｎ Ｒｅｓｏｕｎｄ Ａ／Ｓ 補聴器のためのインターフェース回路及び方法

Also Published As

Publication number Publication date
ATE144661T1 (de) 1996-11-15
EP0534804B1 (en) 1996-10-23
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US5247581A (en) 1993-09-21
EP0534804A1 (en) 1993-03-31
DE69214767T2 (de) 1997-05-28
JP2502246B2 (ja) 1996-05-29

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