JPH0522862Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0522862Y2 JPH0522862Y2 JP1983150433U JP15043383U JPH0522862Y2 JP H0522862 Y2 JPH0522862 Y2 JP H0522862Y2 JP 1983150433 U JP1983150433 U JP 1983150433U JP 15043383 U JP15043383 U JP 15043383U JP H0522862 Y2 JPH0522862 Y2 JP H0522862Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- voltage
- resistor
- diode
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
（産業上の利用分野）
本考案はオシロスコープ等における掃引回路に
係り、特に、のこぎり波のベースライン（休止
点）を安定化することができるようにしたものに
関する。 （従来技術） 一般に、オシロスコープにはのこぎり波を発生
するための掃引回路が設けられており、第１図乃
至第３図に示すような構成になつている。第１図
に示すものにおいては出力（OUT）におけるの
こぎり波のベースライン（休止点）は、ダイオー
ドD10、トランジスタQ10の夫々の順方向電圧降
下分とトランジスタQ10のベース・エミツタ間電
圧VBEとによつて決定されるようになつている。
トランジスタQ10のコレクタは高増幅率の反転増
幅器２０の入力部AI（定電圧）に接続されてお
り、一方、トランジスタQ10のエミツタは方形波
発振器Ｇに接続されている。上記構成において掃
引時間（＝のこぎり波の傾斜）を変化させるに際
しては、ダイオードD10のカソードと入力部AIと
の間に設けられたコンデンサCtの容量を変化さ
せたり、抵抗Rtの抵抗値を変化させたり、或い
はコンデンサCtと抵抗Rtとを同時に切り換えた
りすることにより広範囲の掃引レンジが得られる
ようになつている。ここで抵抗Rtの抵抗値を変
化させた場合においては抵抗Rtを流れる電流が
変化し、コンデンサCtの充電時間が変化するが、
抵抗Rtへの電流はのこぎり波の休止時もトラン
ジスタQ10を介して供給されるようになつてい
る。 しかるに、第１図に示す従来方式においては、
抵抗Rtを流れる電流を変化させるとトランジス
タQ10のVBEも共に変動することとなるため、掃
引時間の変更に伴つてのこぎり波のベースライン
が変動してしまうという欠点があつた。 また、第２図に示す従来例においては、反転増
幅器２０の入力端と出力端との間に積分コンデン
サCtが接続されており、夫々の同一極同士が接
続されている２つのダイオード２１，２２の共通
端子側が入力ゲートに接続されていて、夫々の独
立端子のうちダイオード２１側の端子は上記反転
増幅器２０の出力端に、一方、ダイオード２２側
の端子は上記反転増幅器２０の入力端に夫々接続
されている。そして、反転増幅器２０の入力端
は、スイツチ２３を介して定電流源２４に接続し
得るようになつており、スイツチ２３は方形波発
振器２５からの出力パルスに同期して制御される
ようになつている。 上記した回路では回路が待機状態にあるときに
はダイオード２１，２２は導通状態となり、反転
増幅器２０には電圧帰還がかかるため出力電圧を
安定化することができ、ベースラインの安定化を
図ることができるように機能する。 上記した第２図に示す従来方式においては掃引
時間を広範囲に亘つて変化させた場合において
は、各素子特性のバラツキ等に起因するベースラ
インの変動を来すため、電流源２４の電流Ｉを時
定数設定抵抗Rtに流れる電流よりも大きく設定
することによりその変動を抑制するようにしてい
た。 しかし、この手段では方形波発振器２５のイン
ピーダンスを低くしたり、時定数設定抵抗Rtの
抵抗値を小さくしたりすることができなくなるた
め高速掃引に対応することができなくなるという
問題があつた。 また、第３図に示すものにおいては、ダイオー
ド２１に代えて電流制御回路２６を使用したもの
であるが、ベースラインの安定度は高いものの、
回路が複雑になつたり、部品点数が増加したりす
る欠点があり、採用し得ないものであつた。 （考案の目的） 本考案は上記した点に鑑みてなされたものであ
り、その目的は簡単な構成でベースラインの安定
化を図ることができるようにしたオシロスコープ
等における掃引回路を提供することにある。 （考案の構成） 本考案に係るオシロスコープ等における掃引回
路は ミラー積分回路と方形波発振器との間にバイア
ス電圧を変化させることができるようになつてい
るトランジスタが介挿されている形式のオシロス
コープ等における掃引回路であつて、上記トラン
ジスタを通過する電流を検出するために配置され
る上記トランジスタと同種の検出トランジスタ
と、該検出トランジスタからの検出信号に応じて
上記トランジスタのバイアス電圧を制御するため
のFETとを備え、上記検出トランジスタは、そ
のエミツタが反転増幅器の入力端に、そのコレク
タ及びベースが抵抗を介して定電圧電源と上記
FETのゲートにそれぞれ接続され、上記FETの
ドレインが定電圧電源に、ソースが抵抗を介して
他の定電圧電源にそれぞれ接続されると共に、ダ
イオードを介して上記トランジスタのベースに接
続されていることを特徴とする。 （実施例） 本考案に係るオシロスコープ等における掃引回
路を実施例として示す第４図乃至第６図に基づい
て説明する。 図中、入力端INからの信号は抵抗R1を経てダ
イオードD1のアノードとトランジスタQ1のエミ
ツタとに夫々入力されるようになつている。ダイ
オードD1のカソードとトランジスタQ1のコレク
タとの間にはコンデンサCtが接続されていて、
トランジスタQ1のコレクタは反転増幅器１の入
力端に、また、ダイオードD1のカソードは上記
反転増幅器１の出力端に夫々接続されている。
Q2は能動素子、上例ではトランジスタQ1を通過
する電流、即ち、コレクタ電流を検出するための
検出部、Q3は該検出部Q2からの信号により上記
トランジスタQ1のバイアス電圧を制御するため
の制御部である。図示例においては検出部Q2と
してトランジスタが、制御部としてFETが夫々
用いられており、トランジスタQ2のエミツタは
反転増幅器１の入力端に、そのコレクタ及びベー
スは、抵抗Rtを介して定電圧電源（図示しない）
とFET（Q3）のゲートに夫々接続されている。
FET（Q3）のドレインは定電圧電源（図示しな
い）に接続されており、ソースは抵抗R2を介し
て他の定電圧電源（図示しない）に接続されてい
ると共に、ダイオードD2を介してトランジスタ
Q1のベースに接続されている。ここで、トラン
ジスタQ1とトランジスタQ2とが同種のものであ
るとすると、抵抗Rtを流れる電流の変化、即ち
トランジスタQ1のコレクタ電流の変化に伴うベ
ース・エミツタ間電圧VBE1の変化分は、同量の電
流が流れるトランジスタQ2のベース・エミツタ
間電圧VBE2の変化分と同量であり、これをソース
フオロ７のFETQ3及び抵抗R2により検出し、こ
の検出信号をレベルシフト用として用いられてい
るダイオードD2を通してトランジスタQ1のベー
スに供給することによつて、トランジスタQ1の
エミツタ電圧を安定化することができる。したが
つて、掃引時間の変化（抵抗Rtの抵抗値の変化）
に伴うのこぎり波のベースライン（休止電圧）の
変動を適確に抑制することができる。 以下、動作原理について更に詳述する。 先ず、ミラー掃引回路の基本回路は第５図で示
すように構成される。この回路において、掃引休
止時には、ゲートＧがハイレベルＨとなり、ダイ
オード２１及びダイオード２２は共にオン状態と
なつてダイオード２１の電流とダイオード２２の
電流（抵抗Rtの抵抗値によつて決定する）とが
平衡したときには出力端は或る直流レベルに設定
される。そして反転増幅器２０の入力端の電圧は
一定であるため出力端OUTにおける出力電圧Vo
は、 Vo＝V20＋V22−V21 で与えられる（ただしVoは出力電圧、V22はダイ
オード２２の両端電圧、V21はダイオード２１の
両端電圧）。ここで抵抗Rtは一般的に50倍〜1000
倍程度変化するためダイオード２２の両端電圧は
その順方向電圧特性に応じて変化し、上記出力電
圧Voもそれに伴つて変化することとなる。 第１図に示すものは第５図に示すものの回路構
成におけるダイオードD22に代えてトランジスタ
Q10を利用したものであり、この場合の出力電圧
Voは Vo＝VB＋VBE−V21 （ただしVBはトランジスタQ10のベース電圧で
ある）となるが、本質的に第５図に示したものと
同様である。 本考案においては上記したトランジスタQ10の
VBE変化分を補正するものであつて第４図に示す
如き構成とすることにより、出力電圧Voは Vo＝VB1＋VBE1−VD1 （ただし、VB1はトランジスタQ1のベース電
圧、VBE1はトランジスタQ1のベース・エミツタ
間電圧、VD1はダイオードD1の端子間電圧であ
り、以下同様である） となるが、VB1は VB1＝VA−VBE2＋VS （ただし、VAは反転増幅器の入力端電圧、VS
はFETQ3とダイオードD2によるシフト分（一
定）） であるため結局 Vo＝VA−VBE2＋VS＋VBE1−VD1 となる。 以上のことから、従来、抵抗Rtの変化に伴う
Vo（出力電圧）の変化量は、トランジスタQ10の
VBEの変化に起因するものであつたが、本考案に
おいては、トランジスタQ1とトランジスタQ2と
に同量の電流が流れるため、トランジスタQ1の
VBEの変化分ΔVBE1はトランジスタQ2のそれと略
等しくなり ΔVBE1ΔVBE2 とすることができる。 したがつて、出力Voは、VBE1とVBE2との変化
分の相殺により一定値となる。 次に、第２図において説明した従来例と第４図
に示す本考案に係る掃引回路との比較について説
明するに、先ず、従来例においては、掃引休止時
にスイツチ２３を閉じて定電流源２４を接続し抵
抗Rtの抵抗値の変化に拘らず略一定の電流を供
給することによつて出力Voの変動を少なくしよ
うとするものであり、 Vo＝VA＋VD2−VD1 ……(1) となるが、本考案のものにおいては上記したよう
に Vo＝VA＋VS−VD1＋VBE1−VBE2 ……(2) となる。 ここで、VD1を一定とすれば、上記(1)式及び(2)
式は夫々下記(1)′式及び(2)′のようになる。 Vo＝VD2＋Vcpost1 ……(1)′ （ただし、VA−VD1＝cpost1とする） Vo＝VBE1−VBE2＋Vcpost2 ……(2)′ （ただし、VA＋VS−VD1＝Vcpost2とする）。こ
れを特性図として示すと第６図Ｂに示すような関
係になり、変動分は ΔVo＝ΔVBE1−ΔVBE2 となる。したがつて、その変動分は素子の特性上
のバラツキが限度となるが、第２図に示した従来
例においては第６図Ａに示すような変動を呈し、 ΔVo＝ΔVD22 となる。このことから仮に素子の特性にバラツキ
がないとしても出力Voは変動してしまうことと
なる。 本考案に係る回路と従来方式に係る回路とを抵
抗Rtを１〜1000倍まで可変させてその出力Voの
変動を測定したところ下表の如き結果を得た。
係り、特に、のこぎり波のベースライン（休止
点）を安定化することができるようにしたものに
関する。 （従来技術） 一般に、オシロスコープにはのこぎり波を発生
するための掃引回路が設けられており、第１図乃
至第３図に示すような構成になつている。第１図
に示すものにおいては出力（OUT）におけるの
こぎり波のベースライン（休止点）は、ダイオー
ドD10、トランジスタQ10の夫々の順方向電圧降
下分とトランジスタQ10のベース・エミツタ間電
圧VBEとによつて決定されるようになつている。
トランジスタQ10のコレクタは高増幅率の反転増
幅器２０の入力部AI（定電圧）に接続されてお
り、一方、トランジスタQ10のエミツタは方形波
発振器Ｇに接続されている。上記構成において掃
引時間（＝のこぎり波の傾斜）を変化させるに際
しては、ダイオードD10のカソードと入力部AIと
の間に設けられたコンデンサCtの容量を変化さ
せたり、抵抗Rtの抵抗値を変化させたり、或い
はコンデンサCtと抵抗Rtとを同時に切り換えた
りすることにより広範囲の掃引レンジが得られる
ようになつている。ここで抵抗Rtの抵抗値を変
化させた場合においては抵抗Rtを流れる電流が
変化し、コンデンサCtの充電時間が変化するが、
抵抗Rtへの電流はのこぎり波の休止時もトラン
ジスタQ10を介して供給されるようになつてい
る。 しかるに、第１図に示す従来方式においては、
抵抗Rtを流れる電流を変化させるとトランジス
タQ10のVBEも共に変動することとなるため、掃
引時間の変更に伴つてのこぎり波のベースライン
が変動してしまうという欠点があつた。 また、第２図に示す従来例においては、反転増
幅器２０の入力端と出力端との間に積分コンデン
サCtが接続されており、夫々の同一極同士が接
続されている２つのダイオード２１，２２の共通
端子側が入力ゲートに接続されていて、夫々の独
立端子のうちダイオード２１側の端子は上記反転
増幅器２０の出力端に、一方、ダイオード２２側
の端子は上記反転増幅器２０の入力端に夫々接続
されている。そして、反転増幅器２０の入力端
は、スイツチ２３を介して定電流源２４に接続し
得るようになつており、スイツチ２３は方形波発
振器２５からの出力パルスに同期して制御される
ようになつている。 上記した回路では回路が待機状態にあるときに
はダイオード２１，２２は導通状態となり、反転
増幅器２０には電圧帰還がかかるため出力電圧を
安定化することができ、ベースラインの安定化を
図ることができるように機能する。 上記した第２図に示す従来方式においては掃引
時間を広範囲に亘つて変化させた場合において
は、各素子特性のバラツキ等に起因するベースラ
インの変動を来すため、電流源２４の電流Ｉを時
定数設定抵抗Rtに流れる電流よりも大きく設定
することによりその変動を抑制するようにしてい
た。 しかし、この手段では方形波発振器２５のイン
ピーダンスを低くしたり、時定数設定抵抗Rtの
抵抗値を小さくしたりすることができなくなるた
め高速掃引に対応することができなくなるという
問題があつた。 また、第３図に示すものにおいては、ダイオー
ド２１に代えて電流制御回路２６を使用したもの
であるが、ベースラインの安定度は高いものの、
回路が複雑になつたり、部品点数が増加したりす
る欠点があり、採用し得ないものであつた。 （考案の目的） 本考案は上記した点に鑑みてなされたものであ
り、その目的は簡単な構成でベースラインの安定
化を図ることができるようにしたオシロスコープ
等における掃引回路を提供することにある。 （考案の構成） 本考案に係るオシロスコープ等における掃引回
路は ミラー積分回路と方形波発振器との間にバイア
ス電圧を変化させることができるようになつてい
るトランジスタが介挿されている形式のオシロス
コープ等における掃引回路であつて、上記トラン
ジスタを通過する電流を検出するために配置され
る上記トランジスタと同種の検出トランジスタ
と、該検出トランジスタからの検出信号に応じて
上記トランジスタのバイアス電圧を制御するため
のFETとを備え、上記検出トランジスタは、そ
のエミツタが反転増幅器の入力端に、そのコレク
タ及びベースが抵抗を介して定電圧電源と上記
FETのゲートにそれぞれ接続され、上記FETの
ドレインが定電圧電源に、ソースが抵抗を介して
他の定電圧電源にそれぞれ接続されると共に、ダ
イオードを介して上記トランジスタのベースに接
続されていることを特徴とする。 （実施例） 本考案に係るオシロスコープ等における掃引回
路を実施例として示す第４図乃至第６図に基づい
て説明する。 図中、入力端INからの信号は抵抗R1を経てダ
イオードD1のアノードとトランジスタQ1のエミ
ツタとに夫々入力されるようになつている。ダイ
オードD1のカソードとトランジスタQ1のコレク
タとの間にはコンデンサCtが接続されていて、
トランジスタQ1のコレクタは反転増幅器１の入
力端に、また、ダイオードD1のカソードは上記
反転増幅器１の出力端に夫々接続されている。
Q2は能動素子、上例ではトランジスタQ1を通過
する電流、即ち、コレクタ電流を検出するための
検出部、Q3は該検出部Q2からの信号により上記
トランジスタQ1のバイアス電圧を制御するため
の制御部である。図示例においては検出部Q2と
してトランジスタが、制御部としてFETが夫々
用いられており、トランジスタQ2のエミツタは
反転増幅器１の入力端に、そのコレクタ及びベー
スは、抵抗Rtを介して定電圧電源（図示しない）
とFET（Q3）のゲートに夫々接続されている。
FET（Q3）のドレインは定電圧電源（図示しな
い）に接続されており、ソースは抵抗R2を介し
て他の定電圧電源（図示しない）に接続されてい
ると共に、ダイオードD2を介してトランジスタ
Q1のベースに接続されている。ここで、トラン
ジスタQ1とトランジスタQ2とが同種のものであ
るとすると、抵抗Rtを流れる電流の変化、即ち
トランジスタQ1のコレクタ電流の変化に伴うベ
ース・エミツタ間電圧VBE1の変化分は、同量の電
流が流れるトランジスタQ2のベース・エミツタ
間電圧VBE2の変化分と同量であり、これをソース
フオロ７のFETQ3及び抵抗R2により検出し、こ
の検出信号をレベルシフト用として用いられてい
るダイオードD2を通してトランジスタQ1のベー
スに供給することによつて、トランジスタQ1の
エミツタ電圧を安定化することができる。したが
つて、掃引時間の変化（抵抗Rtの抵抗値の変化）
に伴うのこぎり波のベースライン（休止電圧）の
変動を適確に抑制することができる。 以下、動作原理について更に詳述する。 先ず、ミラー掃引回路の基本回路は第５図で示
すように構成される。この回路において、掃引休
止時には、ゲートＧがハイレベルＨとなり、ダイ
オード２１及びダイオード２２は共にオン状態と
なつてダイオード２１の電流とダイオード２２の
電流（抵抗Rtの抵抗値によつて決定する）とが
平衡したときには出力端は或る直流レベルに設定
される。そして反転増幅器２０の入力端の電圧は
一定であるため出力端OUTにおける出力電圧Vo
は、 Vo＝V20＋V22−V21 で与えられる（ただしVoは出力電圧、V22はダイ
オード２２の両端電圧、V21はダイオード２１の
両端電圧）。ここで抵抗Rtは一般的に50倍〜1000
倍程度変化するためダイオード２２の両端電圧は
その順方向電圧特性に応じて変化し、上記出力電
圧Voもそれに伴つて変化することとなる。 第１図に示すものは第５図に示すものの回路構
成におけるダイオードD22に代えてトランジスタ
Q10を利用したものであり、この場合の出力電圧
Voは Vo＝VB＋VBE−V21 （ただしVBはトランジスタQ10のベース電圧で
ある）となるが、本質的に第５図に示したものと
同様である。 本考案においては上記したトランジスタQ10の
VBE変化分を補正するものであつて第４図に示す
如き構成とすることにより、出力電圧Voは Vo＝VB1＋VBE1−VD1 （ただし、VB1はトランジスタQ1のベース電
圧、VBE1はトランジスタQ1のベース・エミツタ
間電圧、VD1はダイオードD1の端子間電圧であ
り、以下同様である） となるが、VB1は VB1＝VA−VBE2＋VS （ただし、VAは反転増幅器の入力端電圧、VS
はFETQ3とダイオードD2によるシフト分（一
定）） であるため結局 Vo＝VA−VBE2＋VS＋VBE1−VD1 となる。 以上のことから、従来、抵抗Rtの変化に伴う
Vo（出力電圧）の変化量は、トランジスタQ10の
VBEの変化に起因するものであつたが、本考案に
おいては、トランジスタQ1とトランジスタQ2と
に同量の電流が流れるため、トランジスタQ1の
VBEの変化分ΔVBE1はトランジスタQ2のそれと略
等しくなり ΔVBE1ΔVBE2 とすることができる。 したがつて、出力Voは、VBE1とVBE2との変化
分の相殺により一定値となる。 次に、第２図において説明した従来例と第４図
に示す本考案に係る掃引回路との比較について説
明するに、先ず、従来例においては、掃引休止時
にスイツチ２３を閉じて定電流源２４を接続し抵
抗Rtの抵抗値の変化に拘らず略一定の電流を供
給することによつて出力Voの変動を少なくしよ
うとするものであり、 Vo＝VA＋VD2−VD1 ……(1) となるが、本考案のものにおいては上記したよう
に Vo＝VA＋VS−VD1＋VBE1−VBE2 ……(2) となる。 ここで、VD1を一定とすれば、上記(1)式及び(2)
式は夫々下記(1)′式及び(2)′のようになる。 Vo＝VD2＋Vcpost1 ……(1)′ （ただし、VA−VD1＝cpost1とする） Vo＝VBE1−VBE2＋Vcpost2 ……(2)′ （ただし、VA＋VS−VD1＝Vcpost2とする）。こ
れを特性図として示すと第６図Ｂに示すような関
係になり、変動分は ΔVo＝ΔVBE1−ΔVBE2 となる。したがつて、その変動分は素子の特性上
のバラツキが限度となるが、第２図に示した従来
例においては第６図Ａに示すような変動を呈し、 ΔVo＝ΔVD22 となる。このことから仮に素子の特性にバラツキ
がないとしても出力Voは変動してしまうことと
なる。 本考案に係る回路と従来方式に係る回路とを抵
抗Rtを１〜1000倍まで可変させてその出力Voの
変動を測定したところ下表の如き結果を得た。
【表】
この表からも明らかなように本考案のものにお
いては優れた特性が得られる。 （考案の効果） 本考案に係るオシロスコープ等における掃引回
路によれば、掃引時間を大巾に変化させても出力
信号（のこぎり波）のベースラインが変動してし
まうことはなく、常に安定した出力信号を得るこ
とができる。したがつて、オシロスコープに利用
した場合にはブラウン管面上の掃引開始点を常に
安定させることができ、高精度の測定を行なわせ
ることができる。
いては優れた特性が得られる。 （考案の効果） 本考案に係るオシロスコープ等における掃引回
路によれば、掃引時間を大巾に変化させても出力
信号（のこぎり波）のベースラインが変動してし
まうことはなく、常に安定した出力信号を得るこ
とができる。したがつて、オシロスコープに利用
した場合にはブラウン管面上の掃引開始点を常に
安定させることができ、高精度の測定を行なわせ
ることができる。
第１図乃至第３図は従来の掃引回路を示す回路
図、第４図及び第６図は本考案に係るオシロスコ
ープ等における掃引回路の実施例を示し、第４図
は回路図、第５図は動作原理説明のための基本的
回路図、第６図は特性比較図である。 Q1……能動素子、Q2……検出部、Q3……制御
部。
図、第４図及び第６図は本考案に係るオシロスコ
ープ等における掃引回路の実施例を示し、第４図
は回路図、第５図は動作原理説明のための基本的
回路図、第６図は特性比較図である。 Q1……能動素子、Q2……検出部、Q3……制御
部。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 ミラー積分回路と方形波発振器との間にバイア
ス電圧を変化させることができるようになつてい
るトランジスタが介挿されている形式のオシロス
コープ等における掃引回路であつて、 上記トランジスタを通過する電流を検出するた
めに配置される上記トランジスタと同種の検出ト
ランジスタと、該検出トランジスタからの検出信
号に応じて上記トランジスタのバイアス電圧を制
御するためのFETとを備え、上記検出トランジ
スタは、そのエミツタが反転増幅器の入力端に、
そのコレクタ及びベースが抵抗を介して定電圧電
源と上記FETのゲートにそれぞれ接続され、上
記FETのドレインが定電圧電源に、ソースが抵
抗を介して他の定電圧電源にそれぞれ接続される
と共に、ダイオードを介して上記トランジスタの
ベースに接続されていることを特徴とするオシロ
スコープ等における掃引回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15043383U JPS6059162U (ja) | 1983-09-30 | 1983-09-30 | オシロスコ−プ等における掃引回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15043383U JPS6059162U (ja) | 1983-09-30 | 1983-09-30 | オシロスコ−プ等における掃引回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6059162U JPS6059162U (ja) | 1985-04-24 |
| JPH0522862Y2 true JPH0522862Y2 (ja) | 1993-06-11 |
Family
ID=30333655
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15043383U Granted JPS6059162U (ja) | 1983-09-30 | 1983-09-30 | オシロスコ−プ等における掃引回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6059162U (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62105054A (ja) * | 1985-10-31 | 1987-05-15 | Iwatsu Electric Co Ltd | オシロスコ−プののこぎり波発生回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5846712A (ja) * | 1981-09-11 | 1983-03-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 掃引信号発生器 |
-
1983
- 1983-09-30 JP JP15043383U patent/JPS6059162U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6059162U (ja) | 1985-04-24 |
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